LLC谐振半桥电路分析与设计（2）

只看该作者 · 2022-1-6 11:30

LLC谐振半桥电路分析与设计（1）：https://bbs.21ic.com/icview-3191396-1-1.html
[size=1.2em]

[size=1.2em]ZVS约束条件（Qmax的选择）
3.1 概述假设工作在感性区域只是半桥MOSFETZVS的必要条件（necessarycondition），并不是充分条件(sufficientcondition)，因为半桥中点的并联电容（在FHA分析中被忽略）在转换过程中需要充电（charged）和消耗（depleted）。为了了解ZVS的工作情况，参照下图

其中存在两个电容，分别为POWER MOSFET的等效漏源极电容（输出电容）Coss和谐振腔阻抗杂散（stray）电容Cstray，因此节点N处的总电容Czvs为

公式33

转换过程如下图

3.2 ZVS充分条件

为了达到ZVS,在两个MOSFET轮换开通之间存在死区时间T。由于工作在感性区域，因此输入电流滞后于输入电压，当半周期结束时，谐振腔的电流Irt仍然在流入，这个电流可以消耗储存在Czvs上的电荷，从而使节点N的电压降为零，所以在另一个开关开启时为零电压开通。在半周期结束时，谐振电流腔中的电流必须可以保证在T时间内，将Czvs的电荷消耗完，这就是ZVS的充分条件，临界电流Izvs为

公式34

这个电流等于流过谐振腔的无功电流的峰值（90度异相），这个电流决定电路的无功功率

公式35

而有功功率的输入电流Iact

公式36

所以输入电流Irt

公式37

谐振腔电流滞后电压的相位Φ（工作点的输入阻抗相位）

公式38

因此我们可以得到整个工作区间内，半桥POWER MOSFET ZVS的充分条件（sufficient condition）的相位判定

公式39

3.3 通过选取Qmax来保证ZVS的实现

满载条件下的Qzvs1求tanΦ对于解出品质因数（满载，最小输入电压，最大增益，最小工作频率）并不方便，因此我们计算Qmax（最大输出功率，最小输入电压），此时输入阻抗为零相位(由上边关于Qmax的描述可以看到，Qmax是在Zn虚部为零的条件下得到的，即相位Φ等于0，而零相位则无法满足ZVS的充分条件，也就是说半周期结束时的Irt不会大于临界值Izvs)，所以选取（5％-10％）的差度，保证相位Φ不为零：

公式40

从上式得到的结果要验证是否满足tanΦ的条件，不满足则需要重新设计。空载条件下的Qzvs2当然，ZVS的充分条件需要满足空载且最大输入电压时的情况，这样，满载时ZVS的最大品质因数增加了约束条件

。空载时，Q=0，所以

公式41

而

公式42

由ZVS充分条件知

公式43

将上式简化得到空载且最大输入电压时的品质因数

公式44

因此，为了确保在整个工作区间，谐振腔可以ZVS，必须满足最大品质因数Qmax小于min（Qzvs1，Qzvs2）过载和短路条件时的工作情况(Operation under overload and short-circuit condition)

参考上图中的电压增益特性，假设谐振腔被设计以最大输出功率Pout.max工作于感性区域，相应地，Q=Qmax，并假定输出电压相对输入电压的增益大于1，如图中M=Mx 当输出功率逐渐由零开始向最大值增加，相应的对于不同负载的增益也会逐步地从红色曲线（Q=0）进入到黑色曲线（Q=Qmax）。控制回路会保持M始终等于Mx不变，因此静态工作点（quiescent point）会沿着M=Mx的水平线移动，相应地，水平线M=Mx和Q值曲线的交点的横坐标就是不同负载条件下的工作频率。

如果负载增加到超过最大规定值Q=Qmax，最后转换器的工作点一定进入容性区域，此时将会出现MOSFET硬开关，如果没有矫正措施则可能会导致设备故障。事实上，如果Q相对Qmax足够大，与M=Mx的交叉点将会出现在分界线Mz的左半平面，即容性区域；如果Q值曲线的正切线超过M=Mx，工作点将不会沿M=Mx移动。这意味者转换器将不能保证输出电压的稳定，尽管工作频率会降低（反馈反转feedback reversal），但是输出电压仍会下降。限制最小工作频率（M=Mx与Q=Qmax的交点横坐标）并不能阻止转换器进入容性工作区域。事实上，当工作频率到达最小值时，如果负载继续增加，则会导致工作点沿着垂直线分f＝fmin移动，最后穿过分界线。限制最小工作频率只有在最小工作频率归一化后大于1才有效果。所以，考虑到输出端过载和短路的情况，转换器的工组哦频率必须大于谐振频率fr，以降低功率吞吐量（power throughout）。

值得注意的是，如果在一段限制时间内，转换器规定传输峰值输出功率（输出电压稳定必须保持）远大于最大连续输出功率，谐振腔必须以峰值输出功率设计，确保其不会进入容性工作区间。当然，热设计则可以只考虑最大连续输出功率即可。无论如何，不论转换器被如何规定，短路或者一般的过载情况（超过最大谐振腔规定）都需要附加手段处理，比如限电流电路。磁集成Magnetic integration LLC谐振半桥非常适合磁集成，比如说，将电感和变压器集中到单一磁性设备。这可以很容易从变压器的物理模型看出，显然可以看到与LLC电路中的电感部分类似的拓扑结构。然而，理想变压器在二次侧存在漏电感，而在前边的讨论中都被忽略了。为了将二次侧漏感的效果考虑进FHA分析中，我们学要一个特殊的变压器模型和一个简单化的假设。众所周知，由于模型中理想变压器圈比的选择很多，因此对于一个给定的变压器，存在无穷多种电气等效模型。对一个合适的“等效”圈比n（显然不同于物理上的圈比nt＝N1：N2），所有与漏磁通相关的元件都可以等效到一次侧。这种等效模型称作APR(All-Primary-Referred)，即所有参数都等效于一次侧，该模型满足FHA分析。通过选择n可以得到APR模型：

k：变压器耦合系数coupling coefficientL1：一次侧绕组电感值L2：单边二次绕组电感值

注意：（1）Lr仍旧保持了物理模型中的意义：短路二次侧绕组时测量得到的一次侧电感值

（2）一次侧电感L1不可以改变

两种模型(physical model and APR model)不同的地方只是在分割方式上，因此L1与Lr之间的不同点就是Lm。

最后，倘若这些参数通过等效APR模型阐述得到，以上所作的分析可以直接应用在现实世界中的变压器。反之亦然（vice versa），基于FHA分析得到的设计流程将提供APR模型的参数；因此，必须增加步骤决定物理模型中的那些参数。

尤其在计算圈比nt（physicalmodel）时，由于Lr与Lm与现实世界中存在联系Lr+Lm＝L+Lμ=L1

在物理模型中，问题无法在数学上得到解决：因为含有5个未知量L，Lμ，nt，L，L；而APR模型中只有3个参数：Lr，Lm，n.克服了该问题的假设是建立在磁路对称（magnetic circuit symmetry）：假设一次侧和二次侧绕组的漏磁通刚好相等。由此假设可以得到：

设计步骤

3.1 设计规格输入电压范围：Vdc.Min-Vdc.max正常输入电压：Vdc.nom输出电压：Vout谐振频率：fr最大工作频率：fmax启机频率：fstart3.2 附加信息节点N 的并联电容：Czvs死区时间：T3.3 一般设计准则准则1：转换器设计工作在正常输入电压（nominal nput voltage）准则2：转换器必须能够自动调节，当输入电压最大且零负载

准则3：转换器必须在一直工作于ZVS区域

3.4 10个设计步骤

由准则1知，设正常输入电压下，谐振频率点的增益等于1，计算变压器（APR）圈比：

分别取输入电压范围的极值，计算最大与最小增益

按照定义计算最大归一化工作频率

计算反射到变压器一次侧的等效负载阻抗

计算最大输入电压，最大工作频率，零负载条件下，电感比值λ

计算最小输入电压，满载时，工作于ZVS区域的最大Q值（选择90％～95％）

计算最大输入电压，空载时，工作于ZVS区域的最大Q值

其中

选择整个工作范围内(空载～满载)可允许最大的Q值，即Qzvs

计算最小输入电压，满载时，最小工作频率

计算谐振腔特征阻抗和所有的元件值（Lr，Lm，Cr）

更多硬件相关资料可关注该账号哦！！！
更新硬件**资料请点击下链接：https://www.zhihu.com/people/ying-jian-fen-xiang-ren/posts
更新硬件视频资料请点击下链接：http://zyunying.zhangfeidz.com?id=26

LLC谐振半桥电路分析与设计（2）

相关下载

相关帖子