晶体管两级运放电路笔记

1万 · 2023-5-15 17:36

最近没事搭了个黑田彻的两管反相放大器，顺便搭了个两级运放。电路图如下：

以前玩微带滤波器，还剩一点铜胶带，感觉搭晶体管电路也还行，晶体管用的是s8050和s8550

接成电压跟随器模式：
输入信号：

输出信号：

由于是看看分立运放的高频特性如何，没有进行补偿。
从输出波形来看，输入信号的10khz基频率放大倍数没衰减。
由于没有补偿，有850khz，幅度约700-800mvpp的振荡。
经调解运放的供电，电压越高，振荡频率越高，幅度越小。
同相放大器输入端，直流偏置越低，频率越低。

1万 · 2023-5-15 18:22

这电路图太难理解了

1万 · 2023-5-15 23:24

1万 · 2023-5-16 13:03

昨天搭好电路，就下班了。确实比较仓促，补原理图。
今天继续搞起。电路原理图如下：

接法为电压跟随器。主要研究单位增益的稳定性。
采用了一个8.2n的电容进行了频率补偿。
在集成电路中这个电容是不好实现的，采用的是米勒电容。从看到的资料来看一般几十个pf。
根据米勒效应，以30p为例，如果第二级放大100被，约为100*30=3000p=3n。由此可知是个nf级的电容。
我看了很多补偿过的运放的aol波特图，基本都是按照二阶最优系统设计的：

根据这个传递函数，运放的高频极点在0db穿越频率的2倍处。
根据这个传递函数，第一个极点在0Hz，现实中运放做不到，基本都在零点几个Hz。
集成电路中的的米勒补偿，电容效应，两边都有，造成负载out处也有一个米勒电容。产生一个额外高频极点。
对于分立运放设计，没必要，直接在第二级的ce放大器上并一个电容，不在额外引入一个负载端的高频极点。几个nf和pf电容成本差不多的。
从自控原理里面的pid控制器解释：
运放没有补偿前，是一个P控制器。P控制器产生了850khz的振荡。
加了个电容后，变成了一个PI控制器。合理的选取积分时间，850khz的交流，被积分掉了。当然积分时间越长，反应变慢，超调增加。
从电子技术的频率响应去理解：
以未补偿的运放的第一个极点为基础，用一个大电容，将运放的第一个极点的放大能力摧毁。即主极点补偿。

电压跟随器的-3db带宽为72kHz
黄色为同相输入信号，蓝色为输出信号。

1万 · 2023-5-16 13:15

上面的帖子讨论了通用运放的补偿方法，对于分立器件设计来说是没有用的。
将运放带宽摧毁，如果放大100khz到1MHz的信号，还不如黑田彻的两管放大器。
运放的高频补偿（超前滞后补偿）：

在VP和VN之间并一个RC电路。
高频时候，输入的信号直接从RC“漏”到out上去，构成了超前-滞后补偿。
实测，波形有点难看，但是幅度没有打折，可以工作到1M以上。

由于电压型运放的高频应用，自己用的很少，就不多讨论了。

1万 · 2023-5-16 16:10

补：两级运放电压跟随器模式的小信号图，跟集成电路的半边等效模型，显得有点复杂，不过都是计算机计算，无所谓。

把rbe=2000，ro=150k，gm=0.05带入
计算得：

很奇怪，V4算出来略大于1

1万 · 2023-5-16 16:52

1万 · 2023-5-17 10:51

昨天临下班之前随便算了下，算出来增益大于1，甚感奇怪，终于找到错误，优化原理图时搞反了，vp和vn。更新如下：

今天在输出加了个电流源。这样系统用二端口得G矩阵表达

算出来，各个端口都是vi和I2的函数。
I1=(vi-v1)/rbe2=f1(vi,I2)
U2=v4=f2(vi,I2)
按照G矩阵的构建规则：

g11为I2=0时的输入电导，1/g11为输入电阻约5M。
g21为I2=0时电压增益。
g22为U2=0时的输出电阻。
二端口相比传递函数，表达的信息量更大，维度更高。
通过构建G矩阵，公式长度略有下降，但是仍然不是人能看的，就不贴了。
用计算机通过灵敏度分析哪些参数对G矩阵的参数影响大。
另：
其中ro1和ro2为差分对管的输出电阻。差分管下面的恒流负载的出电阻ro3，ro4.
根据ro=VA/IC，差分管在深度负反馈时，电流为长尾ro7的一半。这样ro1，ro2，ro3，ro4≈42*ro7减少了几个参数
偏置电流三极管的出电阻ro7=ro8

1万 · 2023-5-17 18:38

补一个静态工作点和小信号测量：

跟软件的计算大致类似。
就是AC:V4/V3=实测250倍，软件计算过大。还是有些参数不易获得。由于手上没有比较好的电流表，集成电路书上的rbe，gm，ro的估算，没办法弄。估计还不如仿真软件。
总结：
1、搭建此电路的目的，是因为看了UA702运放的设计，与现在的两级运放区别很大。为什么UA702有源器件用的少，用电阻。
2、经过自己的测试，有源器件的代替电阻，造成的系统的极点是及其复杂的，随着供电电压，VP，VN的变化而变化。表现为vp，vn，vcc变化时，自激频率时变化的。
3、所以推测集成电路设计的，偏置电路要下功夫。对于分立器件设计，供电电压是已知的。这方面要好很多。
4、虽然集成电路书籍，关于频率响应说了很多。最终的工程实践，却是用一个米勒电容摧毁运放带宽，设计师所能做的就是用这个米勒电容控制系统的极点。本人家里有一本自控原理，后来在上班的地方又买了一本，清华大学，余成波的自控原理，里面讲了频率校正的期望法。一看，原来运放都是这么干的。
5、目前本人具备一定的调试能力，仍不具备从纸上设计的能力，其原因：高精度仪表，半导体不太熟悉，无法获得相关精确参数。即到达上限。以后在电路设计时，及时判断系统的问题，预留焊盘，供自己在调试层面去解决。
6、我在《一个电气工程师...》罗列了一些大学教材，唯独没有线性代数。当时对线性代数的理解就是解方程。本人自考考过，因为第一章就讲行列式。
现在发现线性代数还是很强大的，是适合自己的。
例如，在模电中的，输入电阻，输出电阻，电压放大倍数，我记得论坛里的大佬就用这个输入电阻来折腾大家。
但是在二端口网络中，输入电阻可以是输出开路，输出短路，两种，放大能力有电流放大倍数，电压放大倍数，有跨导放大器，跨阻放大器。
来自线性代数的高维优势，再去理解一些模电中的输入电阻，输出电阻，电压放大倍数等离散的知识时，属于降维打击。
现在也知道了，节点电压法，怎么去转二端口网络。大矩阵转小矩阵。减少分析参数。还应坚持。