高效绿色降压型开关电源控制器芯片的设计方案

系统设计

本文提出的绿色模式降压型开关电源控制器是一个恒定频率工作、峰值电流控制模式的Buck 变换器，输出电压经由片外分压电阻反馈调节，功率开关和同步整流开关均由片上集成。 系统原理如图1 所示。

图1 系统原理图

1、峰值电流PWM控制模式

DC2DC 变换器的控制策略主要有电压型控制和电流型控制两种。 与电压型控制相比，电流型控制策略因具有较好的线性调整率和较为简单的补偿电路等优点而被广泛采用。

作者提出的绿色模式Buck 变换器在重载条件下工作时，采用峰值电流PWM 控制策略。 通常，根据电感电流检测方法的不同，电流型控制又可分为平均电流控制、峰值电流控制、模拟电流控制等不同模式，其中峰值电流控制模式因对输入电压和输出负载变化的瞬态响应快、具有瞬时峰值电流限流功能等优点，应用最为广泛。

峰值电流控制环路主要由电流环和电压环构成。 控制环路的工作过程由图2 所示。 图中：

V sense = Vin - KIsense (1)

式中 V in是输入电源电压;V sense 是电流检测模块检测到的电压信号;Isense是检测模块检测到的与电感电流成比例的信号。 另外，图2 中的V peak 信号即为受电压环控制的预期要达到的与电感电流峰值相对应的电压信号。

2、Burst 控制模式

在轻载情况下，这个多模式开关电源控制器还可以控制变换器工作在Burst 模式。 在这种模式下，功率开关根据负载情况连续工作几个周期再关断几个周期，因此可以有效地减少开关损耗和降低静态功耗。 对于便携式设备应用来说，轻载情况下的变换器效率是一项非常重要的指标，因此Bur st 控制模式必不可少。

3、模式转换

在多模式控制的变换器中，由于在轻重载条件下采用不同的控制策略，会在负载变化和模式切换的时候产生一些问题：一是当负载电流正好在所设定的模式切换点附近波动时，会使变换器在两种工作模式间反复切换，极容易造成工作状态不稳定;二是在模式切换的瞬间会产生较大的过冲电压，导致器件损坏。 这是多模式变换器普遍存在的一个严重缺陷。 针对这一缺陷，本文提出一种双基准解决方案，即对PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基准电压，这样不但可以实现如前所述的模式切换过程中的迟滞功能，且可抑制一部分过冲电压。 模式切换时的工作原理如图4所示。

图4 模式切换时的工作原理

电流检测电路主要有两个功能模块，一是功率开关电流检测模块，二是峰值电流箝位模块。

功率开关电流检测的基本电路原理如图5 所示。 主要采用电流镜结构，用一个与功率开关成一定比例的MOS 管来镜像功率开关的电流。 图中PM_P 是功率开关，NM_P 是同步整流开关。 PMOS 管PM0 和PM_P组成一个简单电流镜结构。 运算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS电压相等，它是一个两级折叠式共源共栅结构，具有较大的带宽和较快的响应速度，以达到较高的检测精度和较大的电流检测范围。

PM1 的作用是防止当同步整流开关通时，CSA + 端短路到地。 如果在功率开关关断的时候CSA + 短路到地，则每个周期功率开关开始打开的时候，CSA + 需要较长的恢复时间，会影响检测精度。 另一方面，功率开关导通时是工作在线性区，因此PM0 和PM_ P 的V DS电压差对电流镜的镜像精度影响较大，所以PM1 必须具有较小V DS值，可以适当地增大它的宽长比。

在设计中，取PM0 和PM_ P 的宽长比的比值为1 ∶3000 ，因此流过PM0 和PM_ P 的电流比值也为1 ∶3000. 可得检测电压V IL 为：

其中6; IL 为流过功率开关的电流，也直接反映了电感电流的信息。

峰值电流箝位电路原理如图6 所示，该电路同时也是电压环和电流环的结合点。 图中V IL 即为(2) 式中定义，V sense和V peak即为图3 中所定义。

当变换器工作在重载条件下时，误差放大器的输出较高，NM0 导通，V peak 值就会受EA 输出的调节。 假设NM0 导通时工作在饱和区，则：

其中 INM0为流过NM0 的电流，随误差放大器输出的变化而变化。 V sense 和V peak 是输入到后级电流比较器的信号。

结合(2) ~ (4) 式，就可以得到电感电流和EA 输出的关系式。

当变换器工作在轻载条件下时，误差放大器输出较低而不足以使得NM0 导通，此时，V peak 值就不再随着EA 输出的变化而调节。

此时， (5) 式中INMO可以看作零。

根据(5) 和(7) 式，可以设计合适的电路参数，以保证在应用所需的负载范围之内误差放大器不会饱和，同时可以限制最大的负载值，且当负载低于一定值时实现峰值电流箝位控制。

图6 中的Slop + 和Slop - 两个节点主要用来加入斜坡电流，当变换器工作在重载条件下且占空比大于50 %时，则实现斜坡补偿的功能。

测试结果

该变换器芯片在115μm BCD 工艺下设计和制造。

图7 为该变换器芯片的显微照片。 整个芯片面积为615mm2 ，芯片下部主要是集成的功率开关和同步整流开关，面积约为2mm2 ，上部为控制器。

测试中应用的Buck 变换器拓扑如图8 示。 设置工作频率为1MHz ， 输入电压范围2 ~ 7V ， 输出电压115V. 改变分压电阻的取值可改变输出电压，表1 为一组典型应用下的分压电阻取值参考。 电路可承受的负载范围为0~500mA ，足以能满足一般便携式设备的应用需求。

表1 不同输出电压下的分压电阻取值

图9 给出变换器在重载工作条件下的测试结果，负载电流为300mA. 可看到此时变换器以时钟频率稳定工作在PWM 模式，测得输出电压的纹波为516mV. 图10 是变换器工作在最大负载500mA 下的测试结果，可看到变换器依然以恒定频率稳定地工作在PWM 模式下，输出电压纹波为616mV ，满足了设计的负载范围要求。

图11 为轻载条件下的测试结果， 负载电流为50mA. 此时变换器工作在Burst 模式，即以时钟频率连续工作若干周期之后又连续关断若干周期。 负载越低，关断的时钟周期就越多。 此时测得输出电压纹波为3912mV. 如前述，纹波电压的大小主要由片内Burst 比较器的迟滞窗口所控制。

图11 Burst 工作模式测试曲线

图12 所示是负载跳变时输出响应的测试结果。 测试中使负载在50 和300mA 之间跳变，负载变化速率为800mA/μs. 波形显示，Burst 工作模式下的输出电压平均值比PWM 模式下的高20mV ，这是由于在两种模式下采用了不同基准。 在重载跳变到轻载的过程中，过冲电压为32mV ，恢复时间为2μs ，较好地实现了对于过冲电压的抑制，且在两个周期内就可以完成模式转换达到稳定状态，响应速度相当快。

图12 负载跳变测试曲线