【TI产品】+我和同事们收集的TI产品

2万 · 2014-2-9 16:13

图2 TPS75901电压调节器典型应用电路

输出固定情况下，FB（PG）引脚用于指示输出电压的状态。输出可调节情况下，FB引脚用于电压反馈输入引脚，在VO和FB之间配置电阻可以获得所需电压。输出电压利用下式计算：VO=Vref（1+R1/R2）这里内部参考电压Vref=1.224V。选择电阻R1和R2应该保证分压电流大约40μA。推荐选择R2=30.1kΩ，R1根据输出电压的给定值来确定。R1的取值可由下面的式子计算而得：R1=(VO/Vref-2)R2。
4.2 滤波电容
为了保证输入的稳定性，在输入电压和地之间要连接瓷片电容（0.22"1μF），并且要尽量靠近输入电压引脚安装。由于电源本身存在阻抗，会引起输入电压下降，当降到一定程度，TPS759XX将停止工作，因此最好和瓷片电容并联一大电解电容，电容值的范围为47"1000μF。
5 信号处理系统PCB板电源设计考虑
所有的集成电路都有一个最大允许的节点温度，超过运行节点温度，器件将不能正常工作，LDO线性电压调节器也不例外。系统设计者必须考虑运行环境使运行节点温度不超过最大运行节点温度。通常情况下，线性调节器的最大功率可以通过以下的公式计算出来：
PDmax=（VI(avg)-VO(avg)）IO(avg)+VI(avg)×I(Q)（1）
式中：VI(avg)为平均输入电压；VO(avg)为平均输出电压；IO(avg)为平均输出电流；I(Q)为静态电流
对于大部分TI的LDO调节器，与平均输出电流相比，静态电流可以忽略。因此式（1）的后一项可以忽略。运行节点温度等于环境温度与调节器功耗引起的温度增加之和。温度增加可以由下面的公式计算而得。公式如下：
TR=PDmax×（RJC+RCS+RSA）(2)
TJ=TA+TR(3)
式中：TA为环境温度；TR为调节器功耗引起的温度增加；TJ为工作温度式（2）中（RJC+RCS+RSA）项与封装形式和散热器有关。工作温度TJ要限制在-40"+125℃范围内，因此散热问题必须考虑。TPS759XX系列有两种封装形式。对于TO-220封装形式，通过打孔和贴装散热片提供了一种有效的散热方式；对于TO-263封装形式，通过增大引脚的敷铜面积散热效果好。一种通过增大引脚敷铜面积散热的封装示意图如图3所示。

图3 参考封装

在进行PCB板设计过程中，电源要单独置于一层，电源层应采用电源分割的形式，每个芯片每种电源分别分割成不同的电源块，电流流入处要放置大的过孔，且大面积敷铜。电源分割宽度和所置过孔的规格应根据电流的大小来确定，表2中所示是标准条件下，安全工作载流量对照表。

已知敷铜厚度的情况下，可以计算出对应电流的分割宽度或者孔径及孔数目，根据计算结果分割和打过孔。例如，设敷铜厚度h=0.04mm，电流I=3A，计算分割宽度w。根据表2中的数据，对应截面积应该是0.14mm2，则w=0.14/0.04=3.5mm，电源分割时的最小宽度应大于此值。
6 信号处理系统的供电系统实现
对于压差较小的情况，可以一次降压，降到所要求的电压，比如由3.3V降到2.5V，这种情况相对简单，只需配置适当的输入输出滤波网络即可；对于压差较大的情况，可以采用分级降压的方式，这种方式可以减小电流损耗，提高调节器的工作效率，同时避免功率过高引起调节器温度过高。图4所示是信号处理系统板级供电电源实现框图。图5是实现电路图。

2万 · 2014-2-9 16:14

图4 信号处理系统板级供电电源实现框图

图5 信号处理系统板级供电电源参考电路图

对于多芯片系统，最好采用各个芯片分别供电的方式，第一级可以采用TPS75901或者TPS75925，电压由3.3V降到2.5V，为了说明电阻配置方法，这里采用TPS75901，为了保证精度，用一个固定电阻R1和一个可变电阻RP1通过适当调节得到2.5V，根据前面所述计算方法，可变电阻应调节到61.479kΩ。第二级根据板上芯片的多少，配以对应数量的小电流调节器REG1117A分别降压到1.2V，5片ADSP要用到5片REG1117A，由于篇幅所限，图中只给出2片的情况，其余相同。输出的1.2V再通过不同的滤波网络为DSP提供1.2V的模拟电源和数字电源。滤波电容的配置电路图中已详细给出，PCB设计时每个电源引脚附近还要放置去耦电容。图中供电系统的实现方法在实际应用中性能良好。

2万 · 2014-2-9 16:14

基于bq24161+TPS2419 双电池供电方案的设计分析

2万 · 2014-2-9 16:15

摘要

随着便携式终端产品处理能力的不断提升以及功能的不断丰富，终端产品的功耗也越来越大，因此待机时间就成为产品的关键性能指标之一。由于便携式终端设备受到体积的限制，不能简单地通过不断增加单节锂电池容量来延长待机时间，因此主电池+备电池的双电池供电方案不啻成为延长待机时间的优选方案。本文介绍了基于充电管理芯片bq24161 以及ORing 控制芯片TPS2419 的双电池供电方案的设计，文中分析了双电池供电方案的设计要求，给出了设计框图以及原理图，在此基础上分析了充电管理电路、ORing 电路的具体设计方法，并且详细分析了各部分电路的工作原理。基于所设计的电路，对其供电可靠性等性能指标进行了测试。测试内容包括在静态负载电流以及动态负载电流条件下，备电插入、拔出过程中对系统供电可靠性的测试。测试结果表明：该方案能够在备电插入、拔出过程中保证系统供电的可靠性，并且能够对充电管理电路进行灵活管理，是一个适合于多种终端设备的双电池供电解决方案。

概述

当今智能手机、便携式路由器等便携式终端产品正朝着体积更小、厚度更薄以及重量更轻的趋势发展。但是随着便携式终端产品处理能力的不断提升以及功能的不断丰富，其功耗却越来越大。在电池技术没有得到突破之前，主电池+备电池的双电池解决方案就成为延长待机时间较好的方案。主电池设计在机壳内部，处于常在的状态，备电设计在机壳外部，可以随意拔插。基于主电池+备电池的结构特点，双电供电方案的设计要求主要包括以下两个方面：

1) 备电池在拔插过程中要保证系统供电的可靠性；

2) 备电池通路与主电池通路之间不会相互影响；

3) 对主电池以及备电池可以进行灵活的充电管理。

图1 给出了基于bq24161+TPS2419 的双电池供电方案的设计框图。主电池与备电池的充电管理分别由两片充电管理芯片bq24161 进行单独控制。bq24161 是高集成度的带有动态路径管理功能（DPPM）的单节锂电池充电管理芯片。主处理器与 bq24161 通过总线进行通信，实现对主电池以及备电池的充电管理，其中包括对充电电流、充电电压、状态监测与控制等功能的灵活控制。TPS2419 是适用于N+1 供电系统的ORing 电路控制器，它与低导通电阻N 沟道MOSFET 配合使用，在获得MOSFET 高效性能的同时，也提供了ORing 二极管反向电流保护功能。TPS2419 通过对电源电压以及系统电压的检测来打开或者关断对应通路MOSFET。一方面TPS2419 及时打开MOSFET 可以保证电源对系统供电的及时性和可靠性，另外一方面TPS2419迅速关断MOSFET 可以防止及减小系统电压到输入端电源的反灌电流。ORing 电路冗余设计的特性保证了主电池与备电池电源通路互为备用的同时，也保证了备电插拔过程中系统电压的安全性及可靠性。

图 1 基于bq24161+TPS2419 的双电池供电方案框图

电路设计方法分析

电路设计原理图

图2 基于bq24161+TPS2419 的双电池供电方案原理图

电路原理图中U1、U2 是充电管理芯片bq24161，分别实现对主电池以及备电池的充电管理功能。U3、U4 是ORing 控制器TPS2419，实现主电池电源通路与备电池电源通路互为备用的双电源供电结构。

充电管理芯片bq24161 具有适配器检测的功能，可以检测到适配器的插入或者拔出。当插入电源适配器或者USB 充电线后，bq24161 会有相应的标志寄存器置位，由于默认配置下IN 输入通道相对于USB 输入通道享有更高的优先级，因此电流会从IN 输入通道提供。Host 可以通过I2C 接口读取U1、U2 充电管理芯片内部寄存器的信息，并且通过I2C 接口实现对主电、备电充电管理的灵活控制。在使能充电之前需要配置的参数包括充电电压、充电电流、充电终止电流、输入限流、VIN-DPM的门槛值等。

Host 主机根据具体的需求控制U1、U2 充电使能或终止，可以同时使能主电、备电的充电，也可以控制主电、备电的充电优先级。当同时使能主电、备电的充电，如果适配器的输入电流能力能够同时满足主电、备电充电的需求，那么U1、U2 可以按照配置的充电电流给主电、备电同时充电。如果电源适配器的电流不能同时满足充电的需求，bq24161 的VIN-DPM功能就会被激活，会自动减小输入限流点以保证输入电压稳定在所设置的VIN-DPM的门槛电压，内部寄存器DPM_STATUS 位也会置位，此时主、备电的充电电流都不能达到设定的值，此时Host 主机可以控制主电、备电的优先级，比如关断备电充电让主电先充电，主电充电完成后备电再开始充电。

U3、U4 是ORing 控制器TPS2419，实现主电与备电互为备用的双电源供电结构。当备电作为系统供电电源时，在备电突然拔出的条件下，U3 能够迅速打开主电通路以保证系统电压的可靠性。当电压较高的备电突然插入时，U4 会打开备电源通路，由备电提供系统供电。

2万 · 2014-2-9 16:16

充电管理电路设计

bq24161 是高度集成的开关型高效率单节锂离子电池充电管理芯片，支持IN 和USB 双通道输入，最大充电电流可以达到2.5A。bq24161 具有基于输入电压的动态功率管理功能（Vin-DPM）和动态功率路径管理功能（DPPM）。其中VIN-DPM功能可以在充电器无法完全提供系统及充电电流能力的情况下，自动调整减小输入电流门限值，使输入端口电压维持在一定的门槛值，防止适配器(或USB 电源)当机，另外Vin-DPM 的门槛值可以灵活地进行编程设置。因此，bq24161 可与具有不同电流能力的适配器(USB 电源)配合使用。在DPPM 功能中，若SYS 电压由于负载原因跌落到最小系统电压（VMINSYS），bq24161 会自动减小充电电流，以满足系统的供电需求。如果充电电流减小停止充电后都满足不了系统的供电需求，bq24161 会立即进入补电模式，即电池向系统放电来满足系统负载的需求，从而保证系统电压的可靠性以及系统正常工作。因此，bq24161 能够在保证系统供电可靠性的条件下，实现对电池的灵活充电管理，并且能够在电池过放或者电池不在位的条件下保证系统的正常供电。

充电管理电路部分的线路设计主要包括U1 和U2。U1 实现对主电池的充电管理，U2 实现对备电池的充电管理，两者充电管理部分设计参数基本相同，因此这里只对主电池管理电路即U1电路部分进行讨论。

当前市场上的终端产品大多对外只设一个接口兼容USB 和适配器电源输入。因此本文设计中IN 和USB 输入端口是连接在一起的，主处理器可以通过内部寄存器来设置两个电源输入通道的优先级来分别满足适配器充电以及USB 充电的需求。由于bq24161 工作模式为开关型，因此需要在IN 端口以及USB 端口分别就近连接1uF 的输入电容到地作旁路滤波作用。

对于功率电感的设计，bq24161 推荐的功率电感的选择范围为1.5uH~2.2uH，为了尽量地减小纹波电流、提高效率，本设计选取2.2uH 的电感，其峰值电流计算如下：

（1）

取VINMAX =10V ，VOUT = 4.2V ， ILOAD(MAX ) = 2.5A计算峰值电流 IPEAK = 2.87A，因此选择TDK LTF5022T-2R2N3R2 电感，其直流电流可以达到3.2A。

bq24161采用的是内部补偿方式，为了保证其工作稳定性，要求输出电容在10uF~200uF之间，本设计中选取10uF的陶瓷电容作为输出电容。为了尽量减小开关过程中高频电流环路的面积，需要在PMIDI以及PMIDU引脚分别放置4.7uF的陶瓷电容。另外SYS引脚以及BAT引脚对地也需要放置1uF的陶瓷电容。另外如果设计场合对动态响应有要求，那么建议在SYS端对地增加容值至少为47uF的旁路电容，以提高充电管理电路动态性能。

主处理器通过总线与bq24161 之间进行通信，实现对相关控制寄存器及状态寄存器的配置和读取。STAT 引脚是一个开漏极输出口，可以用来对bq24161 的工作状态进行显示，设计中可以用来驱动LED 灯来显示不同的工作状态，或者可以连接到主处理器的GPIO 口以供主处理器直接读取。INT 引脚也是一个开漏极输出口，可以与主处理器的外部触发中断相连，当报警发生时可以触发主处理器的中断，主处理器可以及时进行相应的报警处理。另外CD 引脚是硬件关断控制，当为“高”时bq24161 会设置在高阻抗模式下，主处理器可以根据需要对CD 引脚进行灵活控制。

BGATE 引脚是用来提供PMOSFET Q1 的驱动信号，Q1 是可选择性设计，主要目的是为了在电池放电条件下优化放电通路的性能。Q1 与bq24161 内部的放电MOSFET 并联使用，并联后的导通阻抗更小，这样就可以减小放电MOSFET 上的损耗，从而提高效率，延长产品的续航时间。

本设计中，备电的充电管理电路硬件设计与主电相同，因此可以参考主电的设计方法进行设计。

ORing 电路设计

ORing 电路是通过两片TPS2419 来实现的，TPS2419 是适用于N+1 供电系统的ORing 电路控制器，其精确的电压检测和可编程的关断门限可以充分保证系统供电的灵活性和可靠性。其中A、C 引脚为电压检测输入引脚，分别连接N-MOSFET 的源极和漏极，当母线电压VC 低于供电电压VA，并且满足V(A-C)>65mV 时，TPS2419 会迅速打开外部的N-MOSFET 管。当母线电压VC接近或者大于VA 供电电压时，TPS2419 会迅速关断外部的N-MOSFET，切断母线电压 VC 与供电电压VA 的通路。TPS2419 的关断门槛电压差V(A-C)可以由RSET 引脚电阻设置，默认典型值为3mV（RSET 悬空）。

下面在备电突然插入或者拔出的情况下，针对不同的条件对TPS2419ORing 电路的工作原理进行分析，图3 是备电插入、拔出系统供电流程图。

图3 备电插入、拔出系统供电流程图

2万 · 2014-2-9 16:16

当主电池给系统供电时，插入备电，如果备电电压满足VBAT2_SYS-VSYS>65mV, 那么备电的TPS2419 会打开外部的MOSFET，备电给系统供电，VSYS=VBAT2_SYS-Vdrop2，其中Vdrop2 是MOSFET 上的导通压降。对于主电的通路来说，如果此时VBAT1_SYS-VSYS 满足关断条件，那么主电池通路的MOSFET 会关断，由备电给系统供电，关断过程中VSYS 电压保持稳定，能够保证系统供电的可靠性。如果VBAT1_SYS-VSYS 不满足关断条件，那么主电的通路的MOSFET 仍然导通，此时主电备电的同时给系统供电。

当主电池给系统供电时，拔出备电，因为此时备电通路MOSFET 没有打开，拔出备电对VSYS 没有任何影响，VSYS 仍然由主电来提供。

当备电给系统供电时，拔出备电。在拔出备电的过程中VSYS 电压会有下降的趋势，当VSYS 电压跌落到主电通路VBAT1_SYS-VSYS>65mV 的导通门槛时，主电回路的TPS2419会迅速打开MOSFET，VSYS 电流由主电池来提供，由于TPS2419 能够迅速打开，因此在整个切换过程中能够保证VSYS 供电的可靠性。

综合以上几种条件下分析，表明本文中TPS2419 设计实现的ORing 电路在备电突然插入或者拔出的情况下，能够完全保证系统供电的可靠性。
下面先来分析讨论一下主电通路TPS2419 电路的设计，如图3 所示。

图4 主电池通路ORing 电路设计

TPS2419 的A、C 引脚电压检测输入引脚，用来检测外部MOSFET 上的压降，分别连接MOSFET 的源极和漏极，分别连接470nF 的去耦电容。对于MOSFET 的选择要考虑电压等级、Rdson、尺寸、驱动电压等级以及成本等因素。本设计中采用CSD16412Q5A 型N-MOSFET，其VDS 电压等级为25V，RDS(on) 只有13mΩ 。为了最大程度减小对TPS2419 内部电源的干扰，BYP 引脚需要连接一个2.2nF 的去耦电容。GATE 引脚提供外部MOSFET 的栅极驱动信号，其强健的驱动能力可以使得TPS2419 在100-200ns 的时间里迅速的关断外部MOSFET，为了防止过快的电流变化对电路的影响，需要GATE 引脚与MOSFET 的栅极之间串联一个10 Ω ~200 Ω的电阻，本设计中选取30 Ω 电阻R13。RSET 引脚是用力设置MOSFET 的关断门槛，如下式：

(2)

负的关断门槛可以防止由于总线上噪声引起的误关断动作，但也会造成大的反向电流；正的关断门槛可以防止或减小反向电流，但是对噪声的敏感度高，易在轻载时不断关断、重起。由于本设计是针对电池的应用，输入电源噪声很小，另外负载电流不太大，为了尽量防止反向电流引起的电池之间互充，可以设置关断门槛为0mV，因此取。

EN 引脚为TPS2419 的使能控制，为了最大限度的减小系统待机时候的静态电流，当系统处于待机条件下OREN1 信号拉低，TPS2419 处于不使能状态，静态电流可以维持在最小，此时系统的供电经过肖特基二极管D2 来提供。

图4 是备电通路TPS2419 电路的设计

图5 备电池通路ORing 电路设计

备电池通路与主电池通路TPS2419 电路设计基本相同，只是MOSFET 管的设计稍有区别。对于相同部分的电流这里不再赘述，只对MOSFET 部分进行分析讨论。如果在应用中需要关断备电池的放电，如果选用单MOSFET 的设计，当OREN2 设置TPS2419 处于不使能状态时，如果备电池电压高于VSYS 时，电流就会从外部MOSFET 的体二极管流向VSYS，从而不能断开备电的放电，因此这里需要采用对管的结构，这样就可以完全切断备电放电的通路。

实验结果分析

测试电路在静态负载以及动态负载不同负载条件下，系统供电电压VSYS 的稳定性以及VBAT1_SYS 与VBAT2_SYS 之间是否相互影响：

备电不在位，主电提供系统电压VSYS，VBAT1_SYS>VBAT2_SYS 条件下插入备电。过程中不存在主电、备电切换供电过程，测试VSYS 电压的稳定性以及备电对主电通路的影响；

备电不在位，主电提供系统电压VSYS，VBAT1_SYS<vbat2_sys 电压的稳定性以及备电对主电通路的影响；

备电在位，主电提供系统电压VSYS，VBAT1_SYS>VBAT2_SYS，拔出备电。过程中不存在主电、备电切换供电过程，测试VSYS 的稳定性以及备电对主电通路的影响；

备电在位，备电提供系统电压VSYS，VBAT1_SYS<vbat2_sys，拔出备电。过程中系统供电由vbat2_sys 的稳定性以及备电对主电通路的影响；

下面分为静态负载电流以及动态负载电流两种情况，在不同工作条件下测试系统电压VSYS的稳定性以及VBAT1_SYS 与VBAT2_SYS 之间是否相互影响，其中：CH1-VSYS，CH2-VBAT1_SYS，CH3-VBAT2_SYS，CH4-ISYS。

2万 · 2014-2-9 16:17

持续负载电流条件下测试

测试方法：VSYS 系统供电端上加恒定3A 静态电流负载，在主电、备电供电条件下，测试备电插入、拔出过程中VSYS 电压的稳定性和稳定性。

图6 静态负载备电插入 (VBAT1_SYS>VBAT2_SYS)

图7 静态负载备电插入 (VBAT1_SYS<vbat2_sys)

图8 静态负载备电拔出( VBAT1_SYS>VBAT2_SYS)

图9 静态负载备电拔出( VBAT1_SYS<vbat2_sys)

测试结果表明：在静态电流负载条件下，备电的插入、拔出能够保证系统电压VSYS 电压的稳定性以及供电的可靠性，另外备电的插入、拔出不会对主电电源产生影响。</vbat2_sys)
< /vbat2_sys)

2万 · 2014-2-9 16:18

动态负载电流条件下测试

VSYS 提供功率放大电路电源，功放工作在最大功率发射条件下，动态负载电流在0~3A 之间持续变化，高低电流的持续时间均为500us，电流变化率为1A/us。测试备电插入、拔出过程中VSYS 供电的可靠性。

图10 动态负载备电插入 (VBAT1_SYS>VBAT2_SYS)

图11 动态负载备电插入 (VBAT1_SYS<vbat2_sys)

图12 动态负载备电拔出 ( VBAT1_SYS>VBAT2_SYS)

图13 动态负载备电拔出 ( VBAT1_SYS<vbat2_sys)

测试结果表明：在动态电流负载条件下，备电的插入、拔出能够保证系统电压VSYS 电压的稳定性以及供电的可靠性，另外备电的插入、拔出不会对主电电源产生影响。

总结

本文主要分析了基于bq24161+TPS2419 的双电池供电方案的设计方法，并且针对不同的应用场景进行了测试分析，测试结果表明该方案能够满足双电池供电系统的要求，能够应用于智能手机、WIFI Router 等多种便携式终端产品。</vbat2_sys)
< /vbat2_sys)

2万 · 2014-2-9 16:18

[数据转换器-信号链] 采用TPS54350的红外热像仪电源设计

2万 · 2014-2-9 16:19

红外热像仪是一种利用红外探测器将看不见的红外辐射转换成可见图像的被动成像仪器，其对红外图像实时处理的特点要求配套DSP有很高的处理速度。而且，红外设备热敏性高，易受温度等环境因素的影响，在不同的应用场合需要不同的处理方法。因此，一个稳定而可靠的电源系统是至关重要的。本系统采用了TMS320DM6437来实现电源系统，可根据环境的变化而采用不同的算法和参数。

根据TMS320DM6437的数据手册，其需要VCORE (1.2V)、VDDR(1.8V)和VI/O(3.3V)三种电源，内核电源的最大电流为597mA，而I/O电源的最大工作电流是25mA。另外，还需考虑上电顺序。同时，热像仪的调焦电机需12V电源，其他IC选用3.3V器件，因此，整个系统需12V，3.3V，1.8V及1.2V四种电压。

电源系统设计
TPS54350是具有内部MOSFET的高效 DC/DC转换器，连续输出电流为3 A时，支持输入电压范围为4.5～20V，可使设计人员直接通过中压总线(而非依赖额外的低电压总线)为DSP、FPGA和微处理器供电。TPS54350构成的DC/DC转换器效率高达90％以上，非常适用于低功耗的液晶显示屏、*器、液晶电视机、硬盘驱动器、视频图像卡以及9V或12V墙式适配器的负载稳压装置。TPS54350的输出电压可调低至0.891V（精确度为1%）；PWM 频率固定为250kHz、500kHz或250～700kHz的可调节范围，还具有完善的保护功能。因此，TPS54350符合系统设计要求。

1 TPS54350引脚功能
VIN：电压输入引脚，范围为4.5～20V，必须旁路连接一个低等效串联电阻(ESR)的10μF陶瓷电容器。

UVLO：欠压闭锁输出。

PWRGD：开漏输出。该引脚为低电平时，表示输出低于期望的输出电压值。

RT：频率设置引脚。在RT引脚与模拟地（AGND）之间接一个电阻器来设置转换频率。将RT引脚与地连接或是悬空，可以来得到一个内部的备选频率。

SYNC：双向I/O同步引脚，当RT引脚悬空或置低时，SYNC为输出；当它与一个下降沿信号连接时，亦可作为一个输入端口来同步系统时钟。

ENA：使能引脚，低于0.5V时，芯片停止工作；悬空时被使能。

COMP：误差放大器输出。

VSENSE：误差放大器转换节点，基准电压值。

AGND：模拟地，内部与感应模拟地电路连接。与PGND和POWERPAD连接。

PGND：电源地，与AGND和POWERPAD连接。

VBIAS：内部8.0V偏置电压，引脚要接一个0.1μF的陶瓷电容。

PH：相位，与外部LC滤波器连接；

BOOT：在BOOT引脚与PH引脚之间连接一个0.1μF的陶瓷电容。

2 电路分析
① 输出电压可调
TPS54350的输出电压是可调的，如图1所示，通过改变电阻R2 的值来得到期望的输出电压值。R2的计算公式为：

R2=（R1×0.891）/(V0-0.891) (1)

图1中的输入电压为12V，为得到3.3V的输出电压，将R1取一定值1kΩ，此时根据公式（1）计算可得，R2＝374Ω。

图1 12V转3.3V/1.8V典型电路
表1为当R1为10kΩ时，几种输出电压下R2的推荐值。

输出电压 R2(kΩ)
1.2 28.7
1.5 14.7
1.8 9.76
2.5 5.49
3.3 3.74
同理，要得到1.8V的输出电压，将R12取1kΩ，则R7应为976Ω。

② 设置上电顺序
如图1所示，产生3.3V电压的U1的PWRGD引脚接至产生1.8V电压的U2的SS/EN引脚。这样，即使电容击穿，在开始上电时，产生3.3V电压的U1输出未达到阈值，PWRGD输出低电平，产生1.8V电压的U2处于关闭状态，直至3.3V电压稳定，这样可确保3.3V先上电；掉电时，U1的输出低于阈值，PWRGD引脚输出低电平，U2的输出关断，保证1.8V先断电。根据上述原理，在红外热像仪中采用一片TPS54350给DSP内核供1.2V电压，另两片54350分别给DSP外围I/O提供3.3V电压及1.8V的DDR电压，设置上电顺序为1.2V→3.3V→1.8V。
电压*与复位电路
在红外成像仪系统中，由于视频电路的高频特性，开关的电磁辐射和线路噪声都将干扰电路的器件工作电压。且DSP对工作电压要求较高，偏差不能超过 5％，一旦工作电压超出该偏差，长时间工作容易缩短器件寿命甚至烧毁。因此，系统设计需要通过电压*电路实时*器件工作电压，确保系统提供稳定正常的电压。

电压*电路工作原理：系统上电期间，*器件的复位信号保持有效，使DSP始终处于复位状态，一旦*的电压值达到规定的门限电压，则释放复位，DSP即可正常工作。在工作中，如果*电压低于门限值，*器件再次发送复位信号使系统复位。

TPS3808是TI公司的一款具有低静态电流、可编程延迟的*电路。主要参数包括：输入电压范围1.8～6.5V，上电复位可调整延迟时间1.25ms～10s，典型静态电流2.4μA，高精度门限0.5％。

当TPS3808的SENSE引脚电压低于门限电压或MR有效时，复位引脚输出复位信号，CT引脚用来设定复位延迟时间，若悬空延迟时间为20ms，通过电阻连接至VDD则延迟时间为300ms，也可通过电容接地，根据电容值的不同可将延迟时间设定为1.25ms～10s，电容值的计算公式如下：

CT(nF)=[tD(s)-0.5×10-3(s)]×175 (2)

本系统采用TPS3808G12、TPS3808G18和TPS3808G33分别对1.2V，1.8V和3.3V电压进行*，三者的门限电压分别为1.12V、1.67V和3.07V，当输入电压低于门限电压时，DSP就会收到复位信号，从而对电路进行了保护。另外，TPS3808还具有一个手动复位信号MR，可通过复位按钮手动复位。

图2 TPS3808典型应用电路

结语
经使用证明，以高性能DC/DC调节器TPS54350为核心设计的红外热像仪电源电路，能够提供稳定精准的电压，且能保证正确的上电时序。另外，电压*与复位电路使整个系统长期稳定工作，同时也避免因电压波动而造成DSP加载异常。所以，本系统设计的电源系统也适用于其他DSP系统应用场合。

2万 · 2014-2-9 16:20

TPS54350型DC/DC变换器的供电系统设计

2万 · 2014-2-9 16:20

引言　　TPS54350是德州仪器(TI)新推出的一款内置MOSFET的高效DC／DC变换器．采用小型16引脚HISSOP封装．连续输出电流为3 A时，输入电压范围为4．5 V~20 V。该变换器极大地简化了负载电源管理的设计，使得设计人员可直接通过中压总线(而不依赖额外的低电压总线)为数字信号处理器(DSP)、现场可编程门阵列(FPGA)及微处理器供电。TPS554350 SWIFT(采用集成FET技术的开关)DC／DC变换器的效率高达90％以上，非常适用于低功耗工业与商用电源、带液晶显示屏(LCD)的监视器与电视、硬盘驱动、视频图像卡以及9 V或12V墙式适配器负载点稳压装置。
2 TPS54350的特性和功能
2．1 TPS54350的特性
　　TPS54350型DC／DC变换器的主要特性如下：
　　连续输出电流为3 A时．效率达90%以上；
　　输入电压范围为4．5 V一20V：
　　输出电压可调低至0．891 V(精确度为l％)；
　　可编程外部时钟同步：
　　宽的脉宽调制(1)WM)频率一固定为250 kHz、500 kHz或25

0 kHz~700 kHz的可调节范围：
　　峰值电流限制与热关断保护：
　　可调节的欠压关断；
　　内部软启动：
　　电源安全输出。
2．2 TPS54350引脚功能和电路功能
2．2．1 引脚功能
　　VIN：电压输入引脚，范围为4．5V～20V，必须旁路连接一个低等效串联电阻(ESR)的10μF陶瓷电容器：
　　UVL0：欠压闭锁输出：
　　PWRGD：开漏输出。该引脚为低电平时，表示输出低于期望的输出电压值。PWRGD比较器的输出端有一个内部的上升沿滤波器：
　　RT：频率设置引脚。在RT引脚与地(AGND)之间接一只电阻器．设置转换频率。将RT引脚接地或悬空可以得到一个内部备选频率；
　　SYNC：双向I／O同步引脚。当RT引脚悬空或置低电平时，SYNC为输出：当它与一个下降沿信号连接时，亦可作为一个输入端口来同步系统时钟：
　　ENA：使能引脚。低于0．5 V时。电路停止工作；悬空时被使能；
　　COMP：误差放大器输出：
　　VSENSE：误差放大器转换节点，基准电压值：
　　AGND：模拟地，内部与感应模拟地电路连接。与PGND和PowerPAD连接：
　　PGND：电源地，与AGND和PowerPAD连接；
　　VBIAS：内部8．0 v偏置电压。该引脚要接1只0．1 μF的陶瓷电容器：
　　PH：相位端，与外部LC滤波器连接；
　　BOOT：在BOOT引脚与PH引脚之间连接一只O．1μF的陶瓷电容器。
2．2．2 电路功能
　　TPS54530支持中等范围的电流输出．能够将输出电压降至0．891 V．其精度可达l%。TPS54530集成了高端MOSFET和一个可选择的低端外部MOS-FET栅极驱动器。此外，该器件还采用了高性能电压误差放大器，极大地改善了瞬时条件下的性能，从而可灵活选择输出滤波电感器与电容器。开关频率固定在250 kHz或500 kHz，也可以将其升高到7OO kHz，以缩小无源组件的尺寸。

　　图1示出TPS54350的实际应用电路，图中给出的是其中一种情况，其输出电压是可变的，通过改变电阻器R2的阻值，可得到期望的输出电压值。图l中的输入电压为12 V，输出电压为3．3 V，其中R2的计算公式为：
　　R2=R1x0．891／(Vo-0.891)
　　R1=1 KΩ

　　表1给出当Rl=l kΩ和R1=10 kΩ,时的几种输出电压下的R2的值。笔者设计的系统就是应用图1所示的电路来实现。根据不同的输出电压要求赋给R2不同的阻值，其阻值的取法可参照表l。另外，对于设计者来说，设计电路时要考虑到表2所列的几个因素。本系统中的R。=l kΩ。

2万 · 2014-2-9 16:21

3 TPS54350在信号处理系统中应用
3．1 系统组成及供电电路
　　本信号处理系统采用的是ADl公司的TS201S型ADSP组成的多片某仿真雷达信号处理系统．系统主要由5个DSP、1个FPGA和7个TPS54350组成。在以往使用的MAXl951和。PEGlll7的经验基础上．经过多方面的设计考虑，采用了TPS54350型DC／DC变换器．从表1可以看出．TPS54350可以输出3．3 V、2．5 V和1．2V的电压。系统中的DSP采用240 MHz时钟，每个指令周期约为4．17 ns。根据TS201S型ADSP的工作条件可知，当温度为25℃、时钟CCLK(为250 MHz时，典型情况下的VDD(1．25V)供电电流典型值为1．2 A，VDD的供电电流小于137 mA。TPS54350的额定输出电压为3 A．所以此系统的设计是合理的。
　　TigerShar DSP有3个电源，其中数字2．5 V(VDD_Io)为I／0供电；数字1．2 V(VDD)为DSP内核供电；模拟1．2 V(VDD_A)内部锁相环和倍频电路供电。系统将主机提供的5V,经过TPS54350得到2．5V和1．2 V的电压。各片DSP的数字1．2V(VDD)电源各由1个TPS54350供给。5个。DSP内部模块1．2V(VDD)由同一个。DSP的VDD(+1．2V)经滤波网络后解决。5个。DSP的FO 2．5V电源直接由主机提供的5V经过TPS54350得到2．5V统一供给，同时提供FPGA(EPU1。K30)的VccM(+2．5 V)电压。其中FPGA的Vcc_IO(+3．3V)利用TPS54350输出的+3.3V电压来供电。本系统的供电电路框图如图2所示。图3示出单个DSP的内核供电电路框图及外围电路配置。

2万 · 2014-2-9 16:21

3．2 问题及其解决方案
　　T37S54350采用小型16引脚HTSSOP封装。根据以往的经验，建议设计PC板时

最好给TPS54350加上散热片，电源线尽量粗一点。在TPS54350的前后均加上滤波网络，尽量保证得到比较合适的电压。
　　系统中的EPlK30产生上电复位波形和时序控制。由于EPlK30需要一个配置电路，而且它和DSP存在一个上电先后的问题。即在上电后，如果FPGA完成配置文件的读入时．DSP仍未上电稳定．则应充分延长TStart_I0的低电平时间，以避免DSP上电未稳定而FPGA上电波形已结束的情况发生。因此。应保证DSP上电稳定先于FPGA配置文件的读入，此问题在系统设计时应予以充分重视．否则DSP将无**常工作。TigerSharc TS201S要求数字2．5V和l-2V应同时上电。若无法严格同步，则应保证内核1．2V电源先上电．I/0的2．5 V电源后上电。本系统在数字2．5 V输入端并联了一个大容量电容器．在数字1．2 V输入端并联了一个小容量电容器．其目的就是为了保证2．5V充电时间大于1．2V充电时间．来解决电源供电先后的问题。
4 结束语
　　设计一个系统时．电源的设计起着重要的作用。电路的选择更为重要，选择一个性价比高、散热性能好、节省资源的电路是设计的关键。本文是在总结实践经验的基础上进行论述的，该雷达信号处理系统经过实际工作测试．证明其性能是很稳定的．供其他硬件设计者借鉴。