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【TI产品】+我和同事们收集的TI产品

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楼主: LED2013
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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:41 | 只看该作者 |只看大图 回帖奖励 |倒序浏览
输入偏置电流Ib是由于运放两个输入极都有漏电流(我们暂且称之为漏电流)的存在。我们可以理解为,理想运放的各个输入端都串联进了一个电流源,这两个电流源的电流值一般为不相同。也就是说,实际的运入,会有电流流入或流出运放的输入端的(与理想运放的虚断不太一样)。那么输入偏置电流就定义这两个电流的平均值,这个很好理解。输入失调电流呢,就定义为两个电流的差。
          说完定义,下面我们要深究一下这个电流的来源。那我们就要看一下运入的输入级了,运放的输入级一般采用差分输入(电压反馈运放)。采用的管子,要么是三级管bipolar,要么是场效应管FET。如下图所示,对于bipolar,要使其工作在线性区,就要给基极提供偏置电压,或者说要有比较大的基极电流,也就是常说的,三极管是电流控制器件。那么其偏置 电流就来源于输入级的三极管的基极电流,由于工艺上很难做到两个管子的完全匹配,所以这两个管子Q1和Q2的基极电流总是有这么点差别,也就是输入的失调电流。Bipolar输入的运放这两个值还是很可观的,也就是说是比较大的,进行电路设计时,不得不考虑的。而对于FET输入的运放,由于其是电压控制电流器件,可以说它的栅极电流是很小很小的,一般会在fA级,但不幸的是,它的每个输入引脚都有一对ESD保护二极管。这两个二极管都是有漏电流的,这个漏电流一般会比FET的栅极电流大的多,这也成为了FET输入运放的偏置电流的来源。当然,这两对ESD保护二极管也不可能完全一致,因此也就有了不同的漏电流,漏电流之差也就构成了输入失调电流的主要成份。

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:41 | 只看该作者
下面列表中上表是bipolar的LM741的输入偏置电流和输入失调电流,这个电流流到外面电阻,即使是K欧级的,也会产生几十uV的失调电压,再经放大,很容易就会使输出的电压误差到mV级。下表则是CMOSFET的OPA369的输入偏置电流和输入失调电流,这两个值要小的多了,比较好的COMS运放输入偏置电流和输入失调电流的典型值可以做到小于1pA的目标。

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:42 | 只看该作者
这里还要强调的是,ESD的反向漏电流是与其反相电压有关的。因此当Vin=(Vcc-Vss)/2 时,加在两个ESD保护二极管的电压相当,他们的反向电流可以认为是近似相等的,此时理想情况是无电流流入或流出的,实际情况是电流达到最小值。因此这时有最小的偏置电流,当运放输入端电压Vin不等于(Vcc-Vss)/2,势必造成一个二极管的反向电压高,另一个低,此时两个二极管的反向漏电流就不等了,这个差电流就会构成了输入偏置电流的主要成份。这个现场称为领节效应。因此要使FET输入偏置电流最小,就要把共模电压设置在(Vcc-Vss)/2处。
          上面分析了定义和来源。下面就要说说这两个参数对电路的影响了,输入偏置电流会流过外面的电阻网络,从而转化成运放的失调电压,再经运放话后就到了运入的输出端,造成了运放的输入误差。这也就说明了,在反向放大电路中,为什么要在运放的同相输入端连一个电阻再接地的原因。并且这个电阻要等于反向输入端的电阻和反馈电阻并联后的值。这就是为了使两个输入端偏置电流流过电阻时,形成的电压值相等,从而使它们引入的失调电压为0。这样说,太抽象了,还是看下面一组图容易理解一些。

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:42 | 只看该作者

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:42 | 只看该作者

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:43 | 只看该作者

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:44 | 只看该作者
再有一点,对于微小电流检测的电路,一般为跨阻放大电路,如光电二极管的探测电路,一般有用光信号都比较微弱转化的光电源信号更微弱,常常为nA级甚于pA级。这个电路的本意是想让光电流向反馈电阻流动从而在放大电路输出端产生出电压。如果选用的运放的输入偏置电流过大,刚这个微弱的光电流会有一部分流入到运放的输入端,而达不到预设的I/V线性转化。
         还需要注意的一点时,许多运放的输入失调电流会随着温度的变化而变化,如下图所示OPAl350的输入失调电流会在高于25度时快速的升高。在100度时的输入偏置电流是25度时的几百倍。如果设计的系统是在很宽的温度范围内工作,这一因素不得不考虑。

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:44 | 只看该作者
以上啰啰嗦嗦的讲了运放的输入偏置电流和失调电流,希望对大家有用。下一节中将详细剖析其它参数。

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:45 | 只看该作者
转帖(TI社区)温习一遍2:如何测量输入偏置电流Ib,失调电流Ios

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:45 | 只看该作者
上一节讲了运放输入偏置电流和输入失调电流。这一节给出输入偏置电流测量方式。 总体来说主要有两种测试方法, 一种是让输入偏置电流流入一个大的电阻,从而形成一个失调电压,然后放大失调电压并进行测量,这样就可以反算出输入偏置;另一种方法是让输入偏置电流流入一个电容,用电容对这个电流进行积分,这样只要测和电容上的电压变化速率,就可以计算出运放的偏置电流。

先介绍第一种方法,具体电路如下图所示,C1是超前补偿电容以防止电路的振荡,根据实际电路选择。OP2是测试辅助运放,需选低偏置电压和低偏置电流的运放。测试步骤和原理下面一步一步进行推算。




(1)首先测试运放的失调电压。关闭S1和S2,测试出OP2运放的输出电压记下Vout 。则输入失调电压为:



(2)打开S2,待测运放的Ib+流入R2,会形成一个附加的失调电压Vos1,测试出OP2运放的输出电压记下Vout1。则运放同向输入失调电压为:



(2)关闭S2,打开S1,待测运放的Ib-流入R1,会形成一个附加的失调电压Vos2,测试出OP2运放的输出电压记下Vout2。则运放反向输入失调电压为:





(4)运放输入偏置电流为

Ib=[(Ib+)+(Ib-)]/2

运放输入失调电流为

Ios=(Ib+)-(Ib-)

这种测试方法有几个缺点,一个是使用了很大的电阻R1和R2,一般会是M欧级,这两个电阻引入了很大的电压噪声。受到电阻R1和R2的阻值的限制,难以测得FET输入运放的偏置电流。

第二种方法测试方法,是让运放的输入偏置电流流入电容,具体测试如下图。从图中的公式很容易理解测试的原理,这个测试的关键,是选取漏电流极小的电容。



(1)打开S1,IB+流入电容C,用示波器观察Vo的变化,结果如下图,按上图的方法就可以计算出IB+。







ΔV /mV

Δt /s

C /nF

Ib /nA


No.1 IB+

166

6.68

9.54

0.237072


(2)关闭S1打开S2,IB-流入电容C,用示波器观察Vo的变化,结果如下图,可以计算出IB-。

(3)再根据定义就可以计算出运放的输入偏置电流和失调电流。







ΔV /mV

Δt /s

C /nF

Ib /nA


No.1 IB-

44

3.22

9.54

0.13036


            这种测试方法可以测得fA级的失调电流。测试时需要选用低漏电流的电容,推荐使用极低漏电流的特氟龙电容,聚丙烯(PP)电容或聚苯乙烯电容。

            再分享一个经验,就是贴片电容在焊接过程中,由于引脚可能残留焊锡膏等杂质,会使FET运放的漏电流大大的增加。曾经测试一个偏置电流为小于10pA级的运放,由于没有对引脚 进行清洗,结果测得结果出现了很大的误差,或者叫差错,达了nA的水平了。

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:47 | 只看该作者
TL494及LM339集成电路

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:47 | 只看该作者
控制电路采用TL494(有的电源采用KA7500B,其管脚功能与TL494相同,可互换)及LM339集成电路(以下简称494和339).494是双排16脚集成电路,工作电压7~40V.它含有由{14}脚输出的+5V基准电源,输出电压为+5V(±0.05V),最大输出电流250mA;一个频率可调的锯齿波产生电路,振荡频率由{5}脚外接电容及{6}脚外接电阻来决定.{13}脚为高电平时,由 {8}脚及{11}脚输出双路反相(即推挽工作方式)的脉宽调制信号.本例为此种工作方式,故将{13}脚与{14}脚相连接.比较器是一种运算放大器,符号用三角形表示,它有一个同相输入端“+”;一个反相输入端“-”和一个输出端.
  比较器同相端电平若高于反相端电平,则输出端输出高电平;反之输出低电平.494内的比较放大器有四个,为叙述方便,在图1中用小写字母a、b、c、d来表示.其中a是死区时间比较器.因两个作逆变工作的三极管串联后接到+310V的直流电源上,若两个三极管同时导通,就会形成对直流电源的短路.两个三极管同时导通可能发生在一个管子从截止转为导通,而另一个管子由导通转为截止的时候.因为管子在转换时有时间的延迟,截止的管子已经转为导通了,但导通的管子尚未完全转为截止,于是两个管子都呈导通状态而形成对直流电源的短路.为防止这样的事情发生,494设置了死区时间比较器a.从图1可以看出,在比较器a的反相输入端串联了一个“电源”,正极接反相端,负极接494的{4}脚.A比较器同相端输入的锯齿波信号,只有大于“电源”电压的部分才有输出,在三极管导通变为截止与截止转为导通期间,也就是死区时间,494没有脉冲输出,避免了对直流电源的短路.死区时间还可由{4}脚外接的电平来控制,{4}脚的电平上升,死区时间变宽,494输出的脉冲就变窄了,若{4}脚的电平超过了锯齿波的峰值电压,494就进入了保护状态,{8}脚和 {11}脚就不输出脉冲了.494内部还有3个二输入端与门(用1、2、3表示)、两个二输入端与非门、反相器、T触发器等电路.与门是这样一种电路,只有所有的输入端都是高电平,输出端才能输出高电平;若有一个输入端为低电平,则输出端输出低电平.反相器的作用是把输入信号隔离放大后反相输出.与非门则相当于一个与门和一个反相器的组合.T触发器的作用是:每输入一个脉冲,输出端的电平就变化一次.如输出端Q为低电平,输入一个脉冲后,Q变为高电平,再输入一个脉冲,Q又回到低电平.比较器、与门、反相器、T触发器以及锯齿波振荡器及{8}脚、{11}脚输出的波形见图2.339是四比较器集成电路.按管脚的顺序把内部四个比较器设为A、B 、C 、D比较器.494和339再配合其他电路,共同完成ATX电源的稳压,产生PW-OK信号及各种保护功能.

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:48 | 只看该作者
一、 产生PW-OK信号
  PC主机要求各路电源稳定之后才工作,以保护各元器件不致因电压不稳而损坏,故设置了PW-OK信号(约+5V),主机在获得此信号后才开始工作.接通电源时,要求PW-OK信号比±5V、±12V、+3.3V电源延迟数百毫秒才产生,关机时PW-OK信号应比直流电源先消失数百毫秒,以便主机先停止工作,硬盘的磁头回复到着陆区,以保护硬盘.
  ATX电源接通市电后,辅助电源立即工作.一方面输出+5VSB电源,同时向494的{12}脚提供十几伏到二十多伏的直流电源.494从{14}脚输出+5V基准电源,锯齿波振荡器也开始起振工作.若主机未开机,PS-ON信号为高电平,经R37使339的B比较器{6}脚亦为高电平,因电阻R37小于R44,{6}脚电平高于{7}脚电平,B比较器输出端{1}脚输出低电平,经D36的钳位作用,A比较器的反相端{4}脚亦为低电平,其电平低于同相端{5}脚的电平,输出端{2}脚呈高电平,经R41使494的{4}脚为高电平,故494内部的死区时间比较器a输出低电平,与门1也因此输出低电平并进而使与门2和与门3输出低电平,封锁了振荡器的输出, {8}脚、{11}脚无脉冲输出,ATX电源无±5V、±12V、+3.3V电源输出,主机处于待机状态.因+5V、+12V电源输出为零,经电阻R15、R16使494的{1}脚电平亦为零,494的c比较器的输出端{3}脚输出亦为零,经R48使339的{9}脚亦为零电平,故339的C比较器的输出端{14}脚为零电平.另外,339的{1}脚低电平信号因D34的钳位作用,也使{14}脚为低电平,经R50和R63使{11}脚亦为低电平.因此D比较器的输出端{13}脚为低电平,也就是PW-OK信号为低电平,主机不会工作.开启主机时,通过人工或遥控操作闭合了与PS-ON相关的开关,PS-ON呈低电平,经R37使339的反相端{6}脚为低电平,B比较器{1}脚输出高电平,D35、D36反偏截止,A比较器的输出电平则由{5}脚与{4}脚的电平决定.正常工作时,{5}脚电平低于{4}脚电平,{2}脚输出低电平,经R41送到494的{4}脚,使{4}脚的电平变为低电平,锯齿波振荡信号可以从死区时间比较器a输出脉冲信号,另一方面,振荡信号送到了PWM比较器b的同相输入端,PWM比较器输出的脉冲信号的宽度,则是由494的{1}脚的电平(也就是负载的大小)与{16}脚的电平来决定.PWM比较器输出的脉冲信号,最后经缓冲放大器放大后,从{8}、{11}脚输出脉冲信号,ATX电源向主机输出±5V、±12V、+3.3V电源.此过程因C35的充电有数百毫秒的延时,但对主机开机并无影响.494的{1}脚从+5V、+12V经取样电阻R15、R16得到电压,其电平略高于{2}脚电平,{3}脚输出高电平,经R48使339的{9}脚得到高电平,其电平高于 {8}脚电平,因而{14}脚输出高电平,此电平经R50与基准+5V电源经R64共同对C39充电,经数百毫秒后,{11}脚电平升到高于{10}脚电平时,D比较器{13}脚输出高电平,此电平经R49反馈至{11}脚,维持{11}脚处于高电平状态,故{13}脚输出稳定的高电平PW-OK信号,主机检测到此信号后即开始正常工作.
    关机时,主机内开关使PS-ON呈高电平,此时339的{6}脚电平高于{7}脚,{1}脚输出低电平,因二极管D34的钳位作用, {14}脚呈低电平,C39对C比较器及B比较器放电,很快{11}脚呈低电平,{13}脚输出低电平,即PW-OK信号呈低电平.在339的{1}脚为低电平时,经D36使{4}臆脚为低电平,{2}脚输出高电平,经R41传送到494的{4}脚,但因C35电位不能突变,经数百毫秒的放电后方使494的{4}脚转为高电平,从而封锁正负脉冲的输出,主机进入待机状态.上述的过程中,关机时C39和C35都要放电,但因放电时间常数不同,C39放电较快,故PW-OK信号先于各电源变成低电平,满足了主机关机的需要.此外,关机时因各路输出电源的电解电容放电需要时间,也使PW-OK信号先于各电源回到低电平.

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 15:49 | 只看该作者
二、 稳压
    494的{2}脚经R47与基准电压+5V相连,维持较好的稳定电压,而{1}脚则与取样电阻R15、R16与+5V、+12V相连接,正常的情况下,{1}脚电平与{2}脚电平相等或略高.当输出电压升高时(无论+5V或+12V),{1}脚电平高于{2}脚电平,c比较器输出误差电压与锯齿波振荡脉冲在PWM比较器b进行比较使输出脉冲宽度变窄,输出电压回落到标准值,反之则促使振荡脉冲宽度增加,输出电压回升.由于494内的放大器增益很高,故稳压精度很好.从稳压的原理,我们可以得到ATX电源输出电压偏高或偏低的维修方法.如果输出电压偏低,可在494的{1}脚对地并联电阻,或是把R47的电阻增大.要是电源的输出偏高,则可在{2}脚对地并联电阻,也可以用增大R33或取下R69、R35来降低输出电压.

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 16:04 | 只看该作者
三、 过流保护
    过流保护的原理是基于负载愈大,Q3、Q4集电极的脉冲电压也愈高,也即是R13(1.5kΩ)上的电压也愈高,从这里采样经D14整流和C36滤波,再经R54、R55并联电阻与R51、R56、R58等组成的分压电路送到494的{16}脚.随着负载的加重,{16}脚的电平也随之上升,当超过{15}脚的电平时,误差放大器输出的误差电压促使调制脉冲的宽度变窄从而使负载电流减小.另外,从R56、R58并联电阻获得的分压再经R52送到339的{5}脚,当{5}脚的电平超过{4}脚时,{2}脚即输出高电平送到494的{4}脚,494停止输出脉冲信号,终止±5V、± 12V、+3.3V电源的输出,达到过流及短路保护的目的.需要说明的是:494的{16}脚电平的高低只能改变输出脉冲的宽度,但不影响494的{4} 脚电平状态,而339的{5}脚电平一旦超过{4}脚的电平,339的{2}脚就送出高电平去封锁449的脉冲输出,终止±5V、±12V、+3.3V电源的输出,同时{2}脚的高电平经R59和二极管D39反馈到{5}脚,维持{5}脚处于高电平状态,此时若过载或短路状态消失,494的{4}脚仍维持高电平,±5V与±12V、+3.3V电源仍不能输出,只有切断交流市电的输入,再重新接通交流电,方可再次开机.

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 16:04 | 只看该作者
本帖最后由 LED2013 于 2014-2-9 16:05 编辑

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 16:09 | 只看该作者

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 16:09 | 只看该作者

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 16:11 | 只看该作者
本帖最后由 LED2013 于 2014-2-9 16:13 编辑

基于TPS759XX多片信号处理系统的电源设计

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LED2013|  楼主 | 2014-2-9 16:13 | 只看该作者
  1 引言
在大型的通信信号处理系统和雷达信号处理系统中,随着器件的规模不断扩大,对电源的性能和功率及其外围滤波电路的要求也越来越高,电源设计对于一个系统的能否正常工作起着至关重要的作用。
在实际应用中,通常利用线性电源或者开关电源给整个系统供电,而对于每一块独立的电路板上的每一个集成芯片则需要DC-DC电压调节器分别调节后供电。其中线性调节器的输入电流接近于输出电流,它的效率(输出功率/输入功率)接近于输出/输入电压比。因此,压差是一个非常重要的性能,因为更低的压差意味着更高的效率。LDO(LowDropout)线性电压调节器的低压差特性有利于改善电路的总体效率,这里所介绍的TPS759XX就是LDO线性电压调节器。
2 TPS759XX系列电压调节器概述
TPS759XX系列是TI公司专门为DSP、ASIC和FPGA等多芯片系统供电而设计的LDO线性稳压器,图1是电路简化原理框图。TPS759XX共有5个引脚,VIN是输入电压,VOUT是输出电压,FB是电阻配置引脚,GND是数字地,EN是调压使能引脚。
图1TPS759XX系列电压调节器原理图
TPS759XX系列电压调节器的主要特性如下:
(1)最大输出电流7.5A,是TI公司TPS系列线性电源输出电流最大之一,因此特别适用于ADSP这类需要大电流驱动的芯片。
(2)可以提供固定1.5V、1.8V、2.5V、3.3V等典型电压,对于特殊的电压要求情况下,输出可调节(TPS75901),可以通过串联适当阻值的电阻来获得需要的电压值。
(3)可快速响应线性电压和负载电流的瞬态变化,在某些应用中,通常要求DSP、MPU、MCU和PLD必须迅速从省电的睡眠和待机状态进入全工作模式。该系列LDO足以满足上述应用的需要。
(4)Dropout电压很低,大约几百毫伏,输出电流成正比。静态电流很低,而且与输出负载无关。(5)推荐工作条件是输入电压为2.8"5.5V,输出电压为1.22"5V,输出电流为0"7.5A,工作温度TJ保证在-40"125℃范围内。
3 信号处理系统的板级电源设计
设计中的信号处理系统电路板由外部统一提供5V和3.3V直流电源,电路板上的主要集成芯片包括1片CPLD/FPGA,5片DSP芯片,1片A/D和1片D/A转换芯片,时钟晶振及时钟驱动和输出驱动等。对于5V和3.3V模拟电压和数字电压直接由板外部供给;而对于CPLD/FPGA和DSP通常有一种以上的供电要求。采用Altera公司的FPGAEP1K100,它的输入输出供电电压是3.3V,内核供电电压为2.5V,总负载电流小于1A;采用AD公司的DSP芯片ADSPTS101,其供电电压和电流的要求见表1,有至少两种的电源要求。在选择电压调节器时一定要知道输出电压和最大负载电流,多芯片系统中,由于所需驱动电流较大,因此只有TPS759XX这类大电流输出电压调节器能满足要求。对于具有5片DSP芯片的系统,当DSP满负荷工作时的电流约为6.1A。考虑信号处理系统所需,通过电压调节器变压得到的电压应是2.5V和1.2V,总负载电流小于7.5A,一片TPS75901(或者TPS75925)就可以满足需要。若总负载电流大于7.5A时要增加TPS759XX,否则将影响芯片的正常工作。
4 信号处理系统中TPS759XX应用配置考虑
4.1 对于输出电压可调节情况的电阻配置
对于固定输出的TPS75915(VO=1.5V)、TPS75918(VO=1.8V)、TPS75925(VO=2.5)、TPS75933(VO=3.3)不需要配置电阻,对于输出可调节的TPS75901则需要配置外部电阻来得到需要的输出电压。图2所示是TPS95901典型应用电路。

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