推挽电路最佳偏置点选择以及输出阻抗的计算

只看该作者 · 2012-11-24 13:27

15# xukun977

第二点是什么意思啊？表示不理解。。。

只看该作者 · 2012-11-24 13:32

2# maychang

我在想，如果第一图中那点为7.5V，那交越失真怎么来的？这种情况下，假设输入0.2v，那么输出不是也可以有0.2V？

但是我又觉得，如果那点电压是6.9V，那么为何交越失真会是对称的？

3万 · 2012-11-24 13:48

我认为R5R6数值较大，正是因为此电路未使用自举。
因为未使用自举，输出正峰时Tr3的管压降相当大(比Tr3发射结压降大得多)，但若没有R5R6(短路掉)，输出负峰却仅比地(0V)高Tr4发射结压降加上Tr1饱和压降。那么此时(没有R5R6)将静态调整到7.5V是不合理的，应该调到比7.5V低一些才对，否则正向输出幅度与负向输出幅度不等。
现在输出静态调到7.5V，负向幅度有余量，故此可以加入R5R6且数值较大，并不影响输出幅度。若使用了自举，那么R5R6数值尤其是R6并联电容就是很不可取的设计。
要充份利用电源电压，如10楼所说，应该采用自举，同时去掉R5R6，而且加入负反馈以稳定静态工作点。

3万 · 2012-11-24 13:53

22楼：
假定第一图中两发射极联接处为7.5V，两基极联接处7.7V，上管发射结两端电压0.2V，基极电流多大？是否能够脱离截止区？

1万 · 2012-11-24 14:03

20# LAORUAN

书上计算R3是根据后面Tr3和Tr4的基极电流大小来设定共发射极集电极上电流大小，同时也设定A点的电位在电源电压与GND的中点。
1.这样做，要么中（A）点电位不能保证，要么电压利用率下降
R9是使C4放电用的电阻（为在接通电源后，即使接上扬声器，也不会发出震动噪声）；
2.这么简单的功放，谁会等上电完了再接喇叭呢
R5，R6的选取是根据集电极电流，以及发射极电压来设定的。书上说发射极电位不能太低，也不能太高，太低则会使集电极电流随温度的变化又增大，太高则不能得到大的集电极振幅。
3.见10楼，同1.
图中的C2的作用是什么？我表示不理解，书上是这么说的：由于C2的插入，高频失真率得到改善。
但是在后面设计的电路图中，又没看到C2。
我最早的理解是：如果用两个二极管进行偏置，二极管对于交流电压来说可以认为是短路的，因此不需要C2，但是这里是用三极管来进行偏置，就需要C2，但是从后面的电路没有C2来看，感觉不是这样的。
4.C2可有可无。若用，容量偏小。不做太多评价

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只看该作者 · 2012-11-24 14:58

一图的输出是7.5V，你从npn看是7.5-0.6，那你从pnp看是多少？交越失真就是因为这点是7.5V，所以你的npn需要一个Vbe才能打开，pnp也需要一个Vbe才能打开。

二图的输出阻抗也不能说书上的错，2楼解释了

只看该作者 · 2012-11-24 15:01

C2有用的，有了C2，两只R，三极管和C组成的偏置的直流和交流就和两只二极管的一样了，用处的高频时把固定的电阻短路。

1万 · 2012-11-24 15:52

前面有两位借用gm参数计算了等效输出阻抗。
若gm就是不常见之“互导”参数，那么两个计算就即有错又有误
现在用大众参数β对从A点向左看进去的阻抗Ro做个简单计算：
1.上下2管Tr3,Tr4极少同时工作，可视作单管“射极输出”考虑计算
2.有式：Ro≈R7+re+(rbb'+R3)/β 其中，re小而不定可忽略；rbb'无从知晓也忽略
得：Ro=R7+R3/β
3.取β=100，代入：Ro=0.5+330/100=3.8（Ω）
2楼口算数值，最为接近，理论正确

只看该作者 · 2012-11-24 18:49

1,10mA电流能在1R电阻上产生0.03V,
2,看清我上面的条件再说话，
3.你计算少了RBE,所以从输出电阻还要加,RO=R7+RE+(RBE+RBB+R3)/B
4,我不要假设B=100,所以精确不在一个层面。

2万 · 2012-11-24 18:52

1,小信号分析时，用gm来的更快更简洁些，所以一般电路分析书多用gm而不用beta.
2,OP参数说明书中一般不提Ro这一指标，一般就算提也只是平均值，因为实际工作中多用于闭环，则实际值严重依赖于环路增益，就算是开环，大信号工作时，它会严重依赖于管中电流。但是肯定会给出source和sink电流。
上面计算很明显当成理想小信号放大器来算了，若要更严格分析，前面VR1可调电位器也要包括进来了。典型的741按照此算法，加上20几欧保护电阻,Ro也只40多欧，而手册上给的典型值是75欧。所以一般只是估算一下。

只看该作者 · 2012-11-24 19:08

对29L申明下，
1，上面RBE只是发射结动态阻抗，不包括基区扩散电阻RBB
2,上面对R0的计算是进入B类时的近似计算，A类时按前面方法计算。

1万 · 2012-11-24 19:33

29# MCU52
1,10mA电流能在1R电阻上产生0.03V,

2,看清我上面的条件再说话，
你有什么条件限制说话了
3.你计算少了RBE,所以从输出电阻还要加,RO=R7+RE+(RBE+RBB+R3)/B
我还少算了前roe呢，可这能改变书中“输出阻抗0.25欧是错误的”这个结论吗
4,我不要假设B=100,所以精确不在一个层面。
你的GM如何取值，以至于得出“0.4+0.25”这个没谱儿的数值

只看该作者 · 2012-11-24 19:43

1，你再看下电路吧
3，又扯ROE鸟，rpi和它是一个级别的吗，
4,GM怎么取值是按电路来滴，不是假设的。

1万 · 2012-11-24 19:51

30# xukun977
1.理论电路分析多用gm是事实。本案这里有几个原由：1. 晶体管手册难觅gm；2.此地人们不太熟悉；3.R7一项难用gm.相比之下用B反而更简捷
2.本案主题之一就是“输出阻抗”，因而论及。书中电路缺陷之一就是没有反馈环节
3.你的“0.5/gm”确实错了

2万 · 2012-11-24 22:40

1，理由不成立。无论上npn还是pnp，无论是硅是砷化镓，1mA对应38mA/V,根本无需手册。gm/ID已成工业优化设计方法首选。
2，我那个是估计平衡态小信号输出阻抗的，你那个是半边电路，所以结果不同。非线性输出阻抗在四分之一周期内一直在变化。
3，试验了下，R=5000、beta=200*256（大林顿），RC=0.1欧姆，RB=20欧姆，
照上面你那公式，Ro=0.1欧姆，加Rc等于0.2。根据负载等于Ro，波形幅度减半，得到实际值约为1欧姆。
改变负载，输出明显的非线性，负载从8欧变到4欧时，输出几乎不便，1欧时非常敏感，可见，用线性方法计算Ro精度差。

只看该作者 · 2012-11-24 22:45

第一个推挽电路用不了

1万 · 2012-11-25 11:25

1.gm也好，B也罢。若能殊途同归就好
2.我是抄袭“低频小信号放大”之“共集态等效输出阻抗”原理公式，稍作省略。
  它并不会因半边/整边而发生本质改变。其中影响大的非线性项已经忽略
  即便是小信号纯甲类放大，两管并联，改成Ro≈R7/2+re/2+（R3+rbb'/2）/B即可
3.不知所云
4.仅从量纲单位考察，“0.5/gm”一式不是阻抗单位，足见其错
5.可以验证：*你把“0.5/gm”式的来历摆一下看看
         *就以本案电路仿真看看

2万 · 2012-11-25 12:31

4，1/gm的量纲是电压比电流，电压比电流是不是电阻你自己琢磨吧。用gm还有个好处是：MOS和BJT的模型是一样的。
另外，如果大家只是把魔电当成娱乐玩具玩倒每什么，但若是吃饭的家伙，必须把rpi、Cpi，gm，beta，fB，fT，tao等9大参数和40个模型参数（描述电流的、描述电阻的、描述时间的、噪声的两个）玩熟。如何根据datasheet中所给的ON、OFF、small signal和switching四种状态配合各Curve得到这些参数也重要。
5，不推导了，平常都是直接拿过来用的，比如最基本的push-pull反向放大器，跨导是gm1+gm2，输出阻抗是1/(gds1+gds2)。

只看该作者 · 2012-11-25 14:18

gm的确是最重要的模拟设计中的参数，楼上说的没有问题，不熟悉的建议从看看基本原理。设计bias电路就是设计gm.第一幅图如果是对管0.5/gm输出阻抗没有问题。
但是在下要说一下：功放是模拟设计里很特别的东西，要从大信号角度分析。不像在小信号时刻那样认为静态工作点bias电流是不变的，bias电流是变化的，所以功放的gm也是会变得，对于bjt来说贝塔 rpi 等参数也都会变的。就这个推挽输出功放电路而言，他的交流输出阻抗也是随着输出的幅度在改变的，不像小信号那样是几乎不变的。对于输出给负载大电压的时候，电流很大，bias电流这时刻很大实际上大于图上标注的 10mA静态bias电流，所以大流输出时 bjt管的 gm=IC/Vt 会很大。这就是功放的大信号引起的非线性特性之一（注意和前面交越失真引起的非线性不同哦），输出电流变化越大这种非线性失真越显著。对于第二图，估计作者认为大电流输出时 gm 很大，即这时从输出bjt的E级看进去的电阻因为这个大gm作用变得很小，比R7或R8小很多，所以输出电阻由E级的反馈电阻R7估算就可以了，就是这个意思。

电容C2就是让AB两点交流等电位，不让推挽输出级的bias电路影响交流信号