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论放大电路的修养

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OTB|  楼主 | 2017-5-13 23:43 | 只看该作者 回帖奖励 |倒序浏览
你们没有能力解决非线性的寄生振荡问题。

谢谢大家!

学术界和教科书的受害者们就只能堕落到COPY的地步从而压根就不知道还有寄生振荡导致的爆炸起火和冒烟的事实。

只有本大师本大师才能解决寄生非线性振荡问题。

而且本大师从理论上和原理上就正确解释了寄生的非线性振荡问题。

而你们和学术界及其教科书的受害者们则连门都不知道在哪里。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-13 23:48 | 只看该作者
事实上。

谢谢大家!

本大师在2017年。

几乎就是一个月就设计一个新型的功率放大电路。

这是你们这些教科书的受害者们所从来无法想象就更不可能做到的事实了。

相位裕量从来都不可能成为一个问题。

然而非线性的寄生振荡。

几乎就是本大师每次的调试工作的唯一要解决的问题。

事实上相位裕量的问题。

你们和学术界及教科书的受害者们依然就是连门都不知道在哪。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-14 18:47 | 只看该作者
Well。

寄生振荡。

谢谢大家!

仅仅就是教科书的受害者们的说法。

于本大师无关。

本大师教导的其实就是非线性振荡。

非线性振荡比相位裕量不足导致的振荡严重多了。

可以说相位裕量不足导致的振荡是无足轻重的。

也不会导致爆炸起火。

而非线性振荡才是比相位裕量不足更严重的危害极大的震荡。

然而教科书和学术界居然对此一无所知。

凡是不会计算的东西。

都被教科书的受害者们称为艺术而不是技术。

而教科书受害者们的技术,无非都是如同采样定律一样的极其简单的东西。

稍微复杂一点的实际问题,他们都无法计算,从而要么保持沉默要么就是诬陷说是“艺术”。

那么。

非线性振荡的主要表现形式就是“临界态”。

例如饱和与非饱和的临界态,会导致严重的非线性振荡,频率极高,幅度极大。

其比GBW的频率高的多。

截止于导通的临界状态,也会导致非线性振荡。

当然了增益的符号变化,就更是导致严重的非线性振荡了。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-14 18:51 | 只看该作者
如果全部都是在线性状态。

谢谢大家!

或者都是在饱和或截止状态。

那么就没有问题。

就不会发生非线性振荡。

非线性振荡发生在线性和非线性的临界状态。

这其实就是等效于增益的斜率的符号变化。

需要指出的就是: 分段控制,就是一个严重的概念错误。

因为其导致了类似非线性振荡的东西。

即使都是分段的线性。

也依然产生问题。

还是那句老话:负反馈是给线性系统使用的,不是给非线性系统使用,更不是给线性和非线性的混合系统使用的。

避开非线性只有降低GBW的方法。

而不会有其他方法。

从而再次证明,负反馈是给线性系统使用的真理。

再次感谢大家!

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Xjh1314| | 2017-5-16 23:26 | 只看该作者
hsrdhtyjtedh

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nethopper| | 2017-5-17 10:13 | 只看该作者
看标题以为大师要在模界掀整疯运动了

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ning5462| | 2017-5-17 15:31 | 只看该作者
是不是走数字这一块比模拟要轻松的多

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:33 | 只看该作者
Well,Well,Well。

gm对于三极管来说肯定不是IC/Vt。

谢谢大家!

其中的Vt在室温的情况下为26mV。

No。

肯不可能是这样的。

真正的gm对应三极管来说是通过Ic-Vbe的曲线得到的。

其中的Vce通常测试为5V。

再次感谢大家! 

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:36 | 只看该作者
通过三极管的Vbe——IC曲线。

谢谢大家!

可以看到。

gm可以分段为线性的2段。

一个处于微导通状态,从而gm很小。

而另一个处于导通状态,gm不小。

gm就是IC——Vbe曲线的斜率。

如果gm=Ic/Vt。

那么显然就不能表明Vbe和IC曲线的非线性,从而也就是不正确的。

Well。

为何关于三极管放大电路。

学术界和教科书受害者们的概念错误如此之多?

对于模拟电路。

教科书的受害者和学术界的概念几乎全都是错误的。

Why?

答案就是没有接受本大师的教导。

再次感谢大家! 

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:40 | 只看该作者
我们可以设想一下。

谢谢大家! 

想当然所谓的晶体管发明者有8个弟子。

最后这8个弟子都去干实业了。 

从而也就成为了所谓的“晶体管发明者的8个叛逆”。

然而无论如何。

如果这8个人没有叛逆。

那么就不可能有晶体管电路对于人类文明的贡献。

光看学术界的“发明者”是远远不够的。

学术界的所谓的“发明”不是随随便便的。

没有适当的机会你什么都不会发现。

那么把晶体管实业化从而不是教科书中的“模型”。

这需要比发明晶体管更大的决心和毅力以及天赋和勤奋。

你只有从实晶体的实业,你才能发现问题并解决问题。

如果仅仅停留在晶体管的模型上。

那么你仅仅就是一个吃饱了撑的。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:42 | 只看该作者
你发明了一个模型。

谢谢大家!

却不是为了实用化。

那么你就是一个吃饱了撑的。

是靠学术论文和职称来混日子的主。

远不如任何一个1/8的叛逆能够真实地对人类科技文明的贡献。

再次感谢大家! 

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:45 | 只看该作者
Well。

即使如此。

谢谢大家!

学术界和教科书依然是错误的。

你们甚至不知道直流工作点是干什么的。

gm仅仅就是一个系数。

其存在至少2个数值。

而不可能用Ic/Vt来计算。

如果学术界和教科书的受害者们真的懂放大电路的计算。

那么为何他们从来不敢计算ClassAB电路?

答案就是他们从来就不会。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:47 | 只看该作者
Well。

即使计算放大电路的直流工作点。

谢谢大家!

虽然这丝毫不是必须的。

但gm是必须首先要确定的。

gm与IC虽然确实存在数学复杂的关系。

但肯定不可能是Ic/Vt。

因为这直接导致了与VbeIC特性曲线的矛盾。

因此gm-Ic/Vt肯定就是错我的。

就算gm-Ic/Vt是8叛逆的老师发明的。

虽然仅仅就是一个猜测。

但是这也必定就是错误的。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:50 | 只看该作者
当然了。

谢谢大家!

从所谓模型的角度看。

gm-Ic/Vt可能通过模型推倒出来。

但是是真正的线性的小信号的模式。

但是这不能作为放大电路的设计依据。

放大电路的设计依据就是Vbe和Ic的特性曲线。

虽然我们仅仅关注25度的温度情况。

但是这也是计算互补放大电路的基础。

否则你们著名的ClassAB电路则永远无法被小信号地线性地进行计算。

再次感谢大家!

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:54 | 只看该作者
作为互补放大电路。

谢谢大家!

ClassAB电路即使工作在B类模式。

也依然是互补的放大电路。

依然可以用线性的小信号的计算方法计算。

但必须首先解决gm的问题。

即使大功率的三极管。

其Vbe和IC的几乎分段线性的gm。

也是几乎在每段都几乎不变的。

当然了精确的结果。

也就是每一个点的斜率可能是gm-Ic/Vt。

但这样的gm是无法用在实际电路的计算的 。

也就是说gm=Ic /Vt没有任何的使用价值。

仅仅就是数学模型的一个毫无意义的结论罢了。

gm只能就是通过测量Ic和Vbe的特性曲线斜率得到。

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 20:58 | 只看该作者
既然教科书中使用图解法计算三极管的放大电路。

谢谢大家!

那么gm也就只能通过图解法确定了。

如果使用所谓精确模型的gm。

那么你如何与图解法的放大电路方法匹配呢?

答案就是无法匹配。

因此。

gm是通过实际测算Vbe和Ic特性曲线得到的。

建立了如此概念之后。

ClassAB之类的互补放大电路就可以被计算了。

情时刻牢记本大师的教导: 无论互补放大电路是N级还是M级,无论每级是否工作在A类模式,其放大电路的计算,放大倍数都是一样的。从而A类的CCM模式的开环放大倍数不是DCM断续模式的B类模式的2 的N次方倍。

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 21:03 | 只看该作者
通常。

谢谢大家!

即使大功率的三极管的IC和VBE特性曲线。

其拐点也是1A电流以上。

如果静态电流设置在1A以上,那么可以工作在高电流的线性的gm模式。

但通常都是小静态电流的微导通模式。

此时的gm很小。

也就是说;

三极管放大电路的gm只有2个值。

一个在微导通阶段另一个在全导通阶段。

通常人们仅仅就是使用微导通的阶段从而不能使用全导通阶段。

因为全导通阶段的电流太大。

只要使用微导通的gm。

那么一切互补放大电路都可以进行计算了。

最后。

互补差动放大电路的计算需要一个升级化的叠加定理。

如此之后。

所有的互补放大电路都可以进行计算了。

学术界及其领导下的产业界。

也不必总是使用单差动放大电路来自欺欺人了。

再次感谢大家! 

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 21:06 | 只看该作者
一个输入源。

谢谢大家!

一分为2。

那么每一个都可以独立使用叠加定理。

那么互补放大电路就可以进行计算了。

只有懂负反馈的人才能知道本大师这里说的是什么。

学术界和教科书的受害者们没有理解这个原理的可能。

再次感谢大家! 

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OTB|  楼主 | 2017-5-18 21:12 | 只看该作者
关于非线性放大电路的线性化的问题。

谢谢大家! 

是通过Vbe进行的。

射级跟随器的Vbe(s)可以通过负反馈原理进行计算。

这里涉及到了gm。

显然gm可以存在2种情况。

如果放大电路的GBW为GBW的话。

那么通过拉氏反变换就可以得到Vbe的时间域的表达式。

Vbe应该小于2V或更小。

那么如此就可以得到GBW的范围。

通产放大电路的GBW不会超过10M。

运放类的GBW之所以可以更大。

是因为输出电阻很大。

从而射级更随器总是线性的。

那么GBW就可以更大。

事实上Vbe与输出电阻有关。

输出电阻越大那么导致GBW可以更大。

这就是正确的非线性放大电路的线性化方法。

再次感谢大家!


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OTB|  楼主 | 2017-5-18 21:15 | 只看该作者
因此。

谢谢大家!

功率放大电路的带宽总是有限的。

除非输出并联更多的三极管。

否则GBW不可能提升。

但如今的放大电路并联三极管不是为了提高GBW。

而是为了提高功率输出。

这其实就是一个严重的概念错误。

教科书的受害者们肯定还不可能转的过这个弯。

然而事实就是如此。

再次感谢大家!

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