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[电路/定理]

入反射理论基础

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楼主: jz0095
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wf.yang| | 2019-1-18 07:54 | 只看该作者 回帖奖励 |倒序浏览
本帖最后由 wf.yang 于 2019-1-18 07:58 编辑
ohayou 发表于 2019-1-17 16:46
不对,不要忘文生意哦,你翻课本查查s参数定义,空间维度并非必须量。你再回忆一下射频射频放大器推导基 ...

说到S 参数,S参数是对一个微波元件或一个网络的自身特性描述,描述的是这个网络本身固有的特性,但是这个描述,需要借助于每个端口的参考阻抗。

如果所有端口连接的传输线的特性阻抗等于都等于相应端口的参考阻抗,这个S参数就可以直接应用于计算,否则,S参数就需要变换,变换为另一个S参数,才能参与计算。

网络分析仪,就是一个很好的例子。网络分析仪,系统阻抗有 50Ohm、75Ohm,对同一个网络或元件测试,得到的S参数的数值是不同的,由此衍生出来的诸如驻波比也是不同的。但是,由测得的S参数、系统阻抗运算得到的网络的输入阻抗、输出阻抗,与所使用的网络分析仪无关。

输入输出阻抗,是网络的本征参数,与外界任何东西无关,但对它的描述,如果采用S参数,就要依赖于端口的参考阻抗。也就是说,S参数是借用端口传输线的特性阻抗对其本身特性进行描述的。

从S参数的定义,就是基于波动的,并且,依赖于端口参考阻抗,或者说连接于端口的传输线的特性阻抗。

对于两个网络的级联,用S参数,如果端口特性阻抗不同,也需要把其中一个变换,然后再进行级联变换。

还是那句话,中间没有传输线,只是 信号源 + 负载,反射系数是不存在的。为使反射系数存在,就必须假设一根传输线,并假定它的特性阻抗。由此得到的反射系数,是依赖于这个假想的传输线的特性阻抗的,但由此计算得到的阻抗值,却不依赖于假想的任何因素。这是何苦呢?用基尔霍夫定律直接计算得到结果多好 !  



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ohayou| | 2019-1-18 08:27 | 只看该作者
xukun977 发表于 2019-1-17 22:58
你俩说的东西一模一样!

人家说的是Ii+Ir   ,定义Ir=-Ur/Z0

是的 ,这是我看错了,他引用的不是楼主图那个定义,是wf.yang 的定义
问题应该是出在:他估计是误认为 从传输线上向负载看去的等效阻抗还是=传输线自身特性阻抗z0,所以说“矛盾”,该是这里的观念搞错了吧。
估计是因为还没抽时间看书吧,都是看论坛零七八碎恢复理解的,这也是我前面也建议初学还是先系统看下书上的概念,网上零零散散看,网友一人一句的留言效果并不好。

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ohayou| | 2019-1-18 08:36 | 只看该作者
wf.yang 发表于 2019-1-18 07:54
说到S 参数,S参数是对一个微波元件或一个网络的自身特性描述,描述的是这个网络本身固有的特性,但是这个 ...

是的,我讨论也还是跑题了

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jz0095|  楼主 | 2019-1-18 09:18 | 只看该作者
本帖最后由 jz0095 于 2019-1-18 09:20 编辑

上面ohayou、wf.yang、xukun977的讨论都有一定的道理。我再列出一些观点。

1. 电路理论是对物理现象的粗略描述,但是不会有本质的不同。

2. 参数Z、Y、S、S’等为什么可以两两互换,是因为它们有“共有的端口U、I”,这不难从各参数的定义中找出U、I的表达。因此,低频下各参数U、I的性质,与高频下“端口U、I是入反射分量的合成”,是相同的。

3. 当然可以在高低频下使用基尔霍夫定律,因为该定律涉及的也是合成量。该定律的应用说明:入反射理论的引入并不一定会造成应用的繁琐。

4. 建立入反射合成量的概念,有利于拆除高低频理论间不必要的壁垒,在高低频应用中更容易跨界。

5. 误区:波动一定要有空间。
波动是由电子的运动造成的,电流可以造成波动,不论有没有空间。许多例子可以说明,当波动的空间趋于0时,结果就是没有空间,或者是,低频下的结果。当认为 “将入反射理论引入低频是合理的时候”,几乎之前所有的争议都烟消云散了。

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wf.yang| | 2019-1-18 16:48 | 只看该作者
jz0095 发表于 2019-1-18 09:18
上面ohayou、wf.yang、xukun977的讨论都有一定的道理。我再列出一些观点。

1. 电路理论是对物理现象的粗略 ...

我并不排斥把反射引入低频电路,或许,会有开拓性的结果。但首先要进行如下的工作:

1.  科学、严谨地定义入射电压,入射电流。
     不要借用现有微波电路中的概念,更不要通过类比得到一个说不清楚具体含义的概念。

2.  从微波电路向低频退缩。证明新的定义是微波电路中的一种极限情况。

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146
xukun977| | 2019-1-18 16:59 | 只看该作者
wf.yang 发表于 2019-1-18 16:48
我并不排斥把反射引入低频电路,或许,会有开拓性的结果。但首先要进行如下的工作:

1.  科学、严谨地定 ...


这种讨论毫无意义,省点力气吧!


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wf.yang| | 2019-1-18 17:23 | 只看该作者
xukun977 发表于 2019-1-18 16:59
这种讨论毫无意义,省点力气吧!

确实不想再讨论了,除非用这样的方法,有新的进展了,可以作为一种消遣。多实际工作,实际意义不大。

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148
jz0095|  楼主 | 2019-1-19 15:13 | 只看该作者
wf.yang 发表于 2019-1-18 16:48
我并不排斥把反射引入低频电路,或许,会有开拓性的结果。但首先要进行如下的工作:

1.  科学、严谨地定 ...

现在的定义、理论就可以很好地在低频工作,我的实践并没感到有什么繁琐,而是增加了看问题的视角,在需要时发挥作用。如果发现有更好的理论再修改不迟。

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wf.yang| | 2019-1-20 10:41 | 只看该作者
在广义传输线里面,入射波、反射波有严格的定义,都是针对电磁波动的,又衍生出来了模式电压,模式电流,但都是有严格定义的。

对于 “信源 + 负载” 的情况下,入射反射电压电流又是怎样定义的,先解决这个问题。

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jz0095|  楼主 | 2019-1-22 21:43 | 只看该作者
wf.yang 发表于 2019-1-20 10:41
在广义传输线里面,入射波、反射波有严格的定义,都是针对电磁波动的,又衍生出来了模式电压,模式电流,但 ...

这属于殊途同归。
传输线理论从传输线模型入手,分析了与波传播有关的内容,突出了波动;
入反射理论从源的资用功率条件入手定义了入反射,没有直接涉及波动。

两者在反射系数上汇聚,都与阻抗匹配有关。阻抗匹配又与源的资用功率有关。

入反射理论借助阻抗圆图补上了波动的电长度内容。简单的定义+有效的工具,适合工程应用。

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king5555 + 3 您好。您有沒有测量天线阻抗的电路或资料,我要做來使用。
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jz0095|  楼主 | 2019-1-24 07:16 | 只看该作者
@king5555
king5555        您好。您有沒有测量天线阻抗的电路或资料,我要做來使用。

如果你天线的端口是个接头,例如SMA接头,可以用网络分析仪定标测量。
或者用网络分析仪对一根50欧同轴电缆端口焊点定标,焊在天线根部测量。

定标方法,网络分析仪用户手册会有介绍。

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152
wf.yang| | 2019-1-27 09:20 | 只看该作者
本帖最后由 wf.yang 于 2019-1-27 09:23 编辑
jz0095 发表于 2019-1-24 07:16
@king5555

如果你天线的端口是个接头,例如SMA接头,可以用网络分析仪定标测量。

用网络分析仪的延长校准功能(在校准菜单内)就可以,就把插入中间的同轴电缆相移的影响去掉了。测出的阻抗值就是同轴电缆末端的阻抗值了。

用这种方法,甚至可以用开口同轴线做探头,测量电路板某点的阻抗值,并且精度是很高的。

但要求这根电缆是均匀的,其特性阻抗是标准的。

如果只是测驻波比,就无需扩展校准。因为传输线上的反射系数是处处相等的。

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king5555 + 2 谢谢两位的帮忙。我沒有网分仪。
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gaoxe| | 2019-1-27 11:27 | 只看该作者
本帖最后由 gaoxe 于 2019-1-28 11:03 编辑

电阻匹配 电抗匹配(引入磁)是基础?后者的表现才有了驻波 传输线 反射 折射 网络侧试 。。。常常是把磁没讲清楚  与电胡塗在一起 没有自己的独立位置?列如磁与电的同时性  根本不分直流交流 高频低频  稳态瞬态恒定过程 ?磁是空间自由自在的  对磁的大多数表述还停留在早期认识   ?您说呢?

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154
wf.yang| | 2019-1-27 12:09 | 只看该作者
gaoxe 发表于 2019-1-27 11:27
电阻匹配 电抗匹配(引入磁)是基础?后者的表现才有了驻波 传输线 反射 折射 网络侧试 。。。常常是把磁没 ...

事物的本质,就是电场和磁场。

在某些特定的结构内,由于边界条件的约束,形成了不同模式的电磁波。对于这种特定的结构,特定模式的电磁波,电场的表示演变为电压的表示,磁场的表示演变为电流的表示,就有了传输线的电报方程。由此,分离出了向两个方向传播的电压波和电流波,就有了入射、反射的概念。考虑传输线和它之外的器件的相互作用,就衍生出了匹配的概念。

但此时,电压、电流与低频电路的电压电流不同。低频电路中,认为电压、电流的传播不需要时间,其变化是即可传播到各处的,因而,不存在惰性元件的情况下,相位处处相等。
传输线中,电压、电流的传播需要时间,因为相位是随空间位置变化的。相位的移动速度,就定义为电压波、电流波的波速。

某些特定结构内,电磁波不能用电压、电流表示,但他们与传输线中的电压电流遵循相同的数学规律,就定义了模式电压、模式电流,使得这种结构也能用传输线理论解决,就是广义传输线的概念。

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155
xukun977| | 2019-1-27 19:09 | 只看该作者
wf.yang 发表于 2019-1-27 09:20
用网络分析仪的延长校准功能(在校准菜单内)就可以,就把插入中间的同轴电缆相移的影响去掉了。测出的阻 ...

【因为传输线上的反射系数是处处相等的。】

是不是漏字了?

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156
wf.yang| | 2019-1-27 20:29 | 只看该作者
xukun977 发表于 2019-1-27 19:09
【因为传输线上的反射系数是处处相等的。】

是不是漏字了?

对,模值处处相等。

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157
wf.yang| | 2019-1-27 21:32 | 只看该作者
jz0095 发表于 2019-1-22 21:43
这属于殊途同归。
传输线理论从传输线模型入手,分析了与波传播有关的内容,突出了波动;
入反射理论从源 ...

在传输线中,特性阻抗是真实的,反射系数依赖于传输线的特性阻抗。

源 + 负载 情况下,反射系数由参考阻抗定义,而参考阻抗可以任意定义。

因此,两种情况下的匹配,概念是不同的。
如果考虑对象是负载,一般只有把参考阻抗定义为等于源阻抗。
比如功率放大器设计中,输出匹配网络的设计,参考阻抗定义为功率管的输出阻抗。实际情况是,在大信号状态,功率管的输出阻抗不是定值,因而功率管的输出阻抗是没有意义的。此处的输出阻抗,实际是功率管的最佳负载阻抗的共轭值。而功率管的datasheet,给出的正是这个最佳负载阻抗值。

传输线匹配,目的是让传输线上只有行波存在,使传输线上的电压(电流)幅度处处相等,尽可能利用传输线的功率传输能力。其,避免出现过高的电压或过大的电流。

源 + 负载,匹配的目的是尽可能提高源的输出功率,尽最大可能挖掘源的功率输出能力。

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158
jz0095|  楼主 | 2019-1-27 21:40 | 只看该作者
本帖最后由 jz0095 于 2019-1-27 21:42 编辑
wf.yang 发表于 2019-1-27 20:29
对,模值处处相等。
如果只是测驻波比,就无需扩展校准。因为传输线上的反射系数是处处相等的。

这句不对。线上驻波,说明对应的反射系数模各处不等,线上各参考面上不同阻抗对应的反射系数模也不相等。

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159
wf.yang| | 2019-1-27 21:46 | 只看该作者
本帖最后由 wf.yang 于 2019-1-27 22:22 编辑
jz0095 发表于 2019-1-27 21:40
这句不对。线上驻波,说明对应的反射系数模不等,各参考面上不同阻抗对应的反射系数模也不相等。
...

哈哈。无耗传输线上,驻波系数是一个不随位置变化的量。

驻波系数,就是用反射系数的模值定义的,并且,定义式中,只有反射系数的模值这样一个变量,并且,驻波系数,是反射系数模值的单值函数。

你说,在传输线上不同的位置,反射系数的模值,会随位置变化吗?

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king5555 + 6 论坛就缺乏您俩位这种人才。
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wf.yang| | 2019-1-27 21:53 | 只看该作者
jz0095 发表于 2019-1-27 21:40
这句不对。线上驻波,说明对应的反射系数模各处不等,线上各参考面上不同阻抗对应的反射系数模也不相等。 ...

你之所以说出“线上驻波,说明对应的反射系数模各处不等”,说明你把振动和波的概念搞混了。

振动是对一个位置说的,它只是时间的函数;波是振动的传播,既是时间的函数、也是位置的函数。并且都是周期函数,至少,是准周期的。

反射系数,不是指的某一个点的特征,而是波的传播空间的特征,是传输线上的总体特征。

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