尚在混沌中怎可窥洞天

发表于 2012-10-26 21:41

本帖最后由 xiaotaodemeng 于 2012-10-26 21:42 编辑

不矛盾，类似放大器级联中必须考虑放大器的输入阻抗一样。
HWM 发表于 2012-10-26 21:31

80# HWM 额。那么我反问一下，我们在研究BJT的h参数模型时，难道也需要考虑与之相连Rb，Re，Rc，甚至是负载RL之类因子吗？

发表于 2012-10-26 22:53

70# xukun977 xukun977答案是：
A=B*[R5//R6//(R3+R4)] / (R1+R2+R3//R4)
F=R4/(R3+R4)
为了求出Rof，需要知道Ro=R5//R6//(R3+R4)
然后Rof=Ro/(1+AF)。

xiaotaodemeng 发表于 2012-10-26 21:38

书上典型做法就是这样的，没错。
但是，何谓Rof？站在RL（R6）那地方向左看到的阻抗，根据你上面表达式，Rof居然与R6有关！！
若把图中R6左边所有电路当成黑匣子，比如看成是一功放机，它输出阻抗居然与负载喇叭有关?

发表于 2012-10-26 23:41

83# xukun977 hehe,那就把RL（R6）去掉。也就是说，我做对了，是吧？
呵呵。帮帮我说服HWM吧！我都黔驴技穷了

发表于 2012-10-27 07:13

这孩子，毛手毛脚的，几乎所有帖子都编辑了
放心吧，HWM不会错——至少还没看到

发表于 2012-10-27 13:27

86# xukun977 我的方法是我知道的唯一的较精确的方法，如果说唯一不精确之处的话，那就是F对输入信号的的直通效应忽略了。A是理想的，他的唯一不精确之处，就是A对输出信号的的反向直通效应忽略了，不过好像这一点应该没疑问吧。

不过这种方法如果考虑F的直通效应的话，不知道你有没有做过研究，我曾经试了一下，F的直通效应并入A中的A（放大系数），结果和已有的论文数据纯数学推演的数据一比较，嗯，还不错。

你的另外两种方法我倒是很感兴趣，不妨说来听听？

发表于 2012-10-27 18:49

我明白症结在哪儿了，应该说HWM 依然很清醒

发表于 2012-10-28 13:57

让你看看什么是“真佛”....

设BJT的BE间动态阻抗为r，电流放大倍数为β，基极电阻为Rb，集电极电阻为Rc，分压反馈电阻网络由R1和R2组成。

1）按信息流分析

先选择放大部分，由单向理想源条件自然就是BJT模型中的受控电流源，显然

A = β

放大部分的输入是Xi = ib,输出是Xo = ic,显然 Xo = βXi。

令Ui = 0，从放大器输出Xo对外给出激励，观察其对Xi的影响可得反馈系数为

F = [Rc/(Rc + R1 + R2||Rb||r)] [R2||Rb/(r + R2||Rb)]

令Xo = 0，从Ui注入激励，观察其对Xi的影响可得输入系数为

Ki = [1/(Rb + R2||(R1 + Rc)||r)] [R2||(R1 + Rc)/(r + R2||(R1 + Rc))]

令Ui = 0，从Xo对外给出激励，观察其对Uo（即集电极电压——Uc）的影响可得输出系数为

Ko = - Rc||(R1 + R2||Rb||r)

令Xo = 0，从Ui注入激励，观察其对Uo的影响可得由反馈网络所致的输出传递系数为

Kp = [R2||(R1 + Rc)||r/(Rb + R2||(R1 + Rc)||r)] [Rc/(R1 + Rc)]

综合得放大器的闭环增益为

Af = Ki[A/(1 + A F)]Ko + Kp

2）采用电路节点电压法分析

设基极电压为Ub，列出节点电压方程组

(Ub - Ui)/Rb + Ub(1/r + 1/R2) + (Ub- Uo)/R1 = 0

(Uo - Ub)/R1 + Uo/Rc + βUb/r = 0

解得

Uo = Ui/[Rb((1/Rb + 1/r + 1/R1 + 1/R2)(1/R1 + 1/Rc)/(1/R1 - β/r) - 1/R1)]

即

Af = 1/[Rb((1/Rb + 1/r + 1/R1 + 1/R2)(1/R1 + 1/Rc)/(1/R1 - β/r) - 1/R1)]

可以验证，两个结果完全一致。

发表于 2012-10-29 09:40

只说一点
楼主的问题就是出在“忽略h21”上面
“h21=Io/Ii--------(这个就是大家都知道的可以忽略了的反馈网络正向导通效应，就是说认为没有Ui的分量经由F电路通过，而只全部从A网络流过去) ”
从业直觉告诉我，它就是有关Ri的参数
试想，如果是一个反馈系数为1的跟随器，难道Rfo是无穷大？

发表于 2012-10-30 00:17

楼主好学！
教材中的语言有些含糊，原来就习惯网络分析角度的人一看就明白，不懂的人可能很糊涂。严谨一些，用网络分析就可以把教材中的文字阐释清楚。
作者未引入网络分析，可能本来是想避开太多的数学，让学生不致恐惧而易于接受，不过适得其反。

发表于 2012-10-30 10:08

这楼给自宫得....

既然如此，何必当初出来“忽悠”人呢？

发表于 2012-10-30 10:48

唉，一开始就有一种感觉——是搭建了一个空中楼阁，逐渐得到证实
一看到那些浮华的“论文体”，脱离基本物理概念太远，想回来都难
总是想通过高位的应用理论的嫁接型推演，期望反证基本原理的问题

发表于 2012-10-31 19:53

假设 R1=10,R2=700,R3=200,R4=20,R5=10k,R6=1k,B=100.
请问闭环情况下的放大系数 Af 和输出电阻 Rof 以及输入电阻 Rif 各是多少?

发表于 2012-11-1 17:39

本帖最后由 xiaotaodemeng 于 2012-11-1 17:47 编辑

89# wangmu7206 嗯，可能确实是如此吧，我想说服大家结果显然失败了。

发表于 2012-11-1 17:41

本帖最后由 xiaotaodemeng 于 2012-11-1 17:47 编辑

91# Lgz2006 基本原理来自何处？为什么一个F要那么样去定义。（不过似乎你和HWM对这个公认的F的定义都不认同）带着这个问题，看我的文字（其实是sedra这些个外国人的文字）会容易接受些。
话说回来，传统的理论只是一种惯性的水到渠成的理论。倘若你们重新定义F，在此基础上进行合理拆环，我也不能否认你们不会成功。如果业已形成完整理论，乐见其成，愿得一见。

发表于 2012-11-1 17:43

本帖最后由 xiaotaodemeng 于 2012-11-1 18:13 编辑

87# HWM 想知道所云为何图？是不是忘记贴出？
哦，我知道了。在技术交流版块是不是啊！我过去捧捧场。呵呵！

发表于 2012-11-1 17:52

94# xiaotaodemeng
61楼忽略掉的这一项，应该就是Ri的函数。需要来证明它与Ri无关
【h21=Io/Ii--------(这个就是大家都知道的可以忽略了的反馈网络正向导通效应，就是说认为没有Ui的分量经由F电路通过，而只全部从A网络流过去) 】

发表于 2012-11-1 17:52

92# mjc4404 80楼即是sedra书中的答案，带入即可（但是要令RL=无穷，即去掉不该出现在AF网络中的RL）。RL暂作无穷大处理，是听取后文中xukun977的意见，虽然依然在某些观点看来存在些许问题。

发表于 2012-11-1 18:09

90# HWM 本人发帖初衷是解决两本书中的矛盾之处。现正误lz业已判明。问题解决。然兴致于与兄台就此处反馈问题做一讨论，才又挥汗如雨长篇大论。倘若与兄台理论确实格格不入，也许只是爬上一座山峰的两条路而已，我倒很愿意了解兄台的那一条路。
不过倘若我的路子让兄台你眼花缭乱或者不知所云，我深感抱歉！但是请勿说我忽悠。我只不过照本宣科，“本”是sedra的《微电子学》。忽悠也是他的功劳。

发表于 2012-11-1 18:30

....

但是请勿说我忽悠。我只不过照本宣科，“本”是sedra的《微电子学》。忽悠也是他的功劳。

....
xiaotaodemeng 发表于 2012-11-1 18:09

不是指你。你查一下楼层便知。

发表于 2012-11-1 18:59

楼组自作多情了，你哪能享受那种待遇，我才是大忽悠。

本不想多说，但看到误人子弟，再说一点。这所谓的＂仅此一法＂，是1940年代的产物，跟显像管CRT一样，濒临灭绝。1967年的（线性有源网络理论）论证了其缺陷，到1990年代，批评不断。结果是原不如RR好用，用不着分四种情况，通吃。比如这上面的有人举的7例，理想的VCCS，处理起来太容易，15秒*7＜2分钟，比如跟随器和共射，一眼扫出T=gm•（rpi||RE），根据前面说的，T有了，就全有了。

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