肯定是我哪里疏忽了！

只看该作者 · 2013-1-25 17:45

MCU52 发表于 2013-1-21 22:20
1，下图反馈系数F1=R1/(R1+1/gm +r0)小于1，寄生Cpi直接接在反相与同相端可以降低高频增益。 Cu可忽略。
2 ...

请问mcu老师你的反馈系数是不是这样算的呢？如下图（将Vi接地，设输出时Vo，看负口的Vn与Vo的比值）：
以1楼的左图为例：

图中省略电容
如果是正确的话，我算出的答案跟你不一样啊

只看该作者 · 2013-1-25 17:56

我算的Vn/Vout=R1(1+gm*ro)/(ro+R1).

只看该作者 · 2013-1-25 18:29

3万 · 2013-1-25 18:54

21学堂应该侧重处理此类问题，而不是教科书上的内容的简单重复。
--------------------------------------------
同意。

1万 · 2013-1-26 17:24

何错之有:dizzy:

只看该作者 · 2013-1-27 14:45

我是混矿坛的坛友，lz你好。看到你这个问题，忍不住进来了。类似问题也困扰过我，作为过来人深知昏头转向的痛楚。

建议lz顺着你自己原本的思路往下走，其实是可以自己走通的------F因子一样然后呢？然后你还没有完整完成拆环的环节啊：下一步按照剧本你要将反馈网在运放输入端的等效输入阻抗，在输出端的等效输入阻抗算出来啊！
其实不难的。

至于外文教材普遍采用的（也是楼上采用的）以电压比电压做反馈系数的方式，我持保留态度。

只看该作者 · 2013-1-28 20:27

披头士911 发表于 2013-1-25 17:56
我算的Vn/Vout=R1(1+gm*ro)/(ro+R1).

是对的。我上面ro是运放的输出阻抗和你的不同。
既然把运放当理想的，共基极的输出阻抗也可忽略的。

2万 · 2013-1-28 22:23

本帖最后由 HWM 于 2013-1-29 08:21 编辑

to LZ：

针对共基反馈组态，给出具体分析。

按BJT模型（忽略ro）显然可得

Vn = Vi - R1 β Is [e^(- Vo / VT) - 1]

则有

F = ∂ Vn / ∂ Vo = R1 β Is e^(- Vo / VT) / VT = R1 Ic / VT

由虚短（Vn = 0）得

F = Vi / VT

显然，反馈系数和输入Vi有关。

注意，这是个与频率无关的“线性平台”。在此基础上加入BJT的寄生电容，然后乘上运放的开环增益A便可得到环路增益T = A F。据此可以分析整个系统的稳定性问题。

只看该作者 · 2013-1-29 14:33

小矿石发表于 2013-1-27 14:45
我是混矿坛的坛友，lz你好。看到你这个问题，忍不住进来了。类似问题也困扰过我，作为过来人深知昏头转向的 ...

我就知道我哪里忽略了，原来是这里。谢谢你。我下一步把它做完

只看该作者 · 2013-1-29 14:37

本帖最后由披头士911 于 2013-1-29 16:40 编辑

MCU52 发表于 2013-1-28 20:27
是对的。我上面ro是运放的输出阻抗和你的不同。
既然把运放当理想的，共基极的输出阻抗也可忽略的。

哦，原来mcu老师确实这样的思路啊。我就有点不理解了，类似这种电压并联（或者说并联-并联）反馈的网络，求F把Vi接地，再把运放负口处断开的处理方法第一次遇到啊。可不可以解释一下其合理性？
（尤其是“再把运放负口处断开”这一句，我们并不知道电路是深度负反馈啊）再次感谢了！

这里附上Adel Sedra&Smith微电子电路（中文第五版）的电压并联组态的 β（反馈系数）的求法（与mcu老师全然不同），以便阐述矛盾之处

只看该作者 · 2013-1-29 14:39

HWM 发表于 2013-1-28 22:23
to LZ：

针对共基反馈组态，给出具体分析。

H老师，打断一下：
“由虚短（Vn = 0）得”这一句，您是用了“深度负反馈”处理方法吗？是否欠妥，尤其目的是“分析整个系统的稳定性问题”。特此请教下下

2万 · 2013-1-29 15:06

披头士911 发表于 2013-1-29 14:37
哦，原来mcu老师确实这样的思路啊。我就有点不理解了，类似这种电压并联（或者说并联-并联）反馈的网络， ...

注意这是“非线性曲线”上某点P上的切线线性分析，即所谓的小信号分析。这个P点是“直流点”，交流小信号沿过此点的切线作上下小范围变动。此“直流点”由直流深度负反馈条件确定，在此就是Vn虚短（另一贴表示为z(x,y)=0）。

只看该作者 · 2013-1-29 16:42

HWM 发表于 2013-1-28 22:23
to LZ：

针对共基反馈组态，给出具体分析。

原来如此。看得出来，你的方法与23楼的外国教材方法是一模一样的。我在捉摸下

只看该作者 · 2013-1-29 16:49

HWM 发表于 2013-1-29 15:06
注意这是“非线性曲线”上某点P上的切线线性分析，即所谓的小信号分析。这个P点是“直流点”，交流小信号 ...

嗯，是这样。明白了，谢谢。
但是又发现一个问题，这样一来用h老师你70楼同样的方法分析 1楼右图（你70楼分析的是左图），当然还是用到直流负反馈的“虚断” ，将会得到同样的F反馈系数，2者还是还是没有发现区别啊？稳定性差异依然没有得到有效解释，对不对？

只看该作者 · 2013-1-29 16:51

MCU52 发表于 2013-1-28 20:27
是对的。我上面ro是运放的输出阻抗和你的不同。
既然把运放当理想的，共基极的输出阻抗也可忽略的。

可能运放在高频的时候也不是理想的，如果考虑高频时候弯曲20logA曲线的运放内部电容算作不理想现象的话

2万 · 2013-1-29 16:53

披头士911 发表于 2013-1-29 16:49
嗯，是这样。明白了，谢谢。
但是又发现一个问题，这样一来用h老师你70楼同样的方法分析 1楼右图（你70楼 ...

不一样，等一会给出分析。

只看该作者 · 2013-1-29 16:55

HWM 发表于 2013-1-28 22:23
to LZ：

针对共基反馈组态，给出具体分析。

同样请教h老师，同我72楼的答复类似，这种F因子（β）是怎么定义的？我的意思户籍所在地在哪里？可能是我孤陋寡闻了，但是确实没有见过

1万 · 2013-1-29 17:35

很不专业，就算提示吧

提示一：10楼等效电路，仅用于计算稳定状态时的近似传递函数——两者作了不同的忽略，不适宜作稳定性分析

2万 · 2013-1-29 18:29

to LZ：

针对“二极管”反馈组态，给出具体分析。

按BJT模型（忽略ro）显然可得

Vn = Vi - R1 (β + 1) Is [e^((Vn - Vo) / VT) - 1]

则有

F = ∂ Vn / ∂ Vo = [R1 (β + 1) Is e^((Vn - Vo) / VT) / VT] / [1 + R1 (β + 1) Is e^((Vn - Vo) / VT) / VT]

同样由虚短（Vn = 0）得

F = [Vi / VT] / [1 + Vi / VT]

虽然反馈系数和输入Vi有关，但显然有 F < 1。

2万 · 2013-1-29 18:38

此外这两种形式的“对数”函数也不完全一致，令Vn = 0

共基反馈组态的“对数”函数是

Vo = - VT ln(Vi / (R1 β Is) + 1)

而“二极管”反馈的“对数”函数是

Vo = - VT ln(Vi / (R1 (β + 1) Is) + 1)

肯定是我哪里疏忽了！

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